|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 16 17 18 19 20 21 22 При достижении максимального значения напряжения на накопительном конденсаторе напряжение на выходе инвертора должно исчезнуть, а конденсатор прн этом будет разряжаться в зарядном контуре. Когда напряжение щ достигнет определенного минимального значения, сигналы управления вновь подаются к силовым переключающим элементам инвертора. Несколько отличная от предыдущей схема зарядного преобразователя изображена на рис. 9-16. Здесь, как и в предыдущем устройстве, накопительный конденсатор Сн является одним из элементов зарядного контура, в который, кроме Сн, входят дроссель Др и резистор Rt. На вход зарядного контура подается напряжение с выхода высоковольтного выпрямителя, выполненного по мостовой схеме на диодах Д,-Д4. В качестве инвертора использован обыкновенный транзисторный инвертор с независимым возбуждением. В цепь питания его за- О Нерегулируемый инвертор Задающий генератор Пороговое уст-ройстбо  Рис. 9-16. Зарядный преобразователь с тором. нерегулируемым инвер- дающего генератора включен дополнительный транзистор Т, который управляется пороговым устройством. На вход последнего подается сигнал с датчика тока /?т. До тех пор, пока ток в зарядном контуре не достигнет некоторого, заранее установленного максимального значения /з. акс транзистор Т открыт и на вход высоковольтного выпрямителя с выхода инвертора поступают двухполярные прямоугольные нмпульсы. Прн этом к зарядному контуру приложено выпрямленное напряжение постоянного значения t/в, и происходит заряд накопительного конденсатора. Когда ток в контуре увеличивается до значения /з.макс> транзистор Т закрывается сигналом с выхода порогового устройства, напряжение на выходе инвертора и входе зарядного контура становится равным нулю, а ток в зарядном контуре начинает уменьшаться. Прн уменьшении этого тока до значения /з.мин пороговое устройство вновь открывает транзистор в цепи питания задаю.щего генератора инвертора. В дальнейшем процессы в схеме преобразователя повторяются. Рассмотренные выше преобразователи, предназначенные для заряда емкостного накопителя пульсирующим током с неизменным средним значением /з ср> обладают высокими энергетическими показателями и имеют сравнительно малые габариты и массу. Однако им присущ недостаток - импульсный характер потребляемого тока, что весьма ограничивает область их практического использования. Данный недостаток устранен в более сложном зарядном преобразователе, схема которого изображена на рнс. 9-17. Преобразователь содержит инвертор И с высоковольтным выпрямителем В, которые преобразуют постоянный ток низкого на-  Рис. 9-17. Зарядный преобразователь, потребляющий постоянный ток от первичного источника питания. пряжения в постоянный ток высокого напряжения; сглаживающий фильтр £.С-типа (Дрф, Сф); зарядный контур ДРз^тСн (или Св); узел коммутации, который подключает ко входу фильтра ДРфСфлнбо емкостный накопитель С„, либо вспомогательный конденсатор С^; дополнительный зарядный резистор R и полупроводниковый ключ К, управляемый пороговым устройством. В начальный момент времени ti (рис. 9-18) узел коммутации подключает к плюсовой шине зарядного контура вспомогательный конденсатор. Св. Полупроводниковый ключ К, управляемый пороговым устройством, обеспечивает практически неизменный ток з1 = /з^р в дросселе ДРз и резисторе (пределы изменения тока з1 от /з.макс Д° а.мин показаны на рис. 9-18). Разряд конденсатора Сф практически постоянным током /з.ср вызывает увеличение тока в дросселе Дрф начиная с его нулевого значия. В то же время другая составляющая зарядного тока конденсатора Св ij, протекающая через резистор R, при неизменном напряжении на выходе высоковольтного выпрямителя спадает по экспоненциальному закону от значения /з ср- Сумма (b=j?+l в процессе заряда Св на начальном интервале ti-ts неизменна, что обусловливает постоянство во времени потребляемого инвертором тока. В момент <2 (рис. 9-18) узел коммутации обеспечивает подключение ёмкостного накопителя Сн к зарядному контуру и передачу ему запасенной ранее в конденсаторе Св энергии, после чего (момент ts) конденсатор Св отключается. Начиная с момента <2 и до момента 4 емкостный накопитель подключен к зарядному контуру. Его зарядный ток равен сумме тока, протекающего через дроссель Др и ключ К. и тока через резистор R. Как и на предыдущем интервале, сумма тока через резистор Rl к тока через дроссель 7 Зак. 260 19Э фильтра Д Рф сохраняется постоянной во времени. Это означает, что и в интервале tz-U соблюдается постоянство во времени тока, потребляемого инвертором от источника питания. В' момент ti узел коммутации отключает емкостный накопитель Сн от зарядного контура и вновь подключает вспомогательный конденсатор С^. Конденсатор Сн при этом разряжается на нагрузку. В дальнейшем процессы в рассматриваемом устройстве повторяются. 9-3. Основы проектирования преобразователей постоянного тока Исходные даннуе: значения напряжений и токов нагрузки по каждой из выходных цепей, уровни пульсаций выходаых напряжений, напряжение, питания и его нестабильность. Порядок проектирования: 1. Выбираем значение частоты преобразования, исходя из. имеющейся у разработчика элементной базы и практического опыта самого разработчика. Если в распоряжении разработчика имеется широко применяемая в настоящее время, но сравнительно устаревшая элементная база - силовые бездрейфовые, транзисторы, обычные выпрямительные диоды, низкочастотные электролитические конденсаторы и т. п., частота преобразования обычно составляет 1-2 кГц. При более низких частотах преобразования существенно возрастают масса и габариты силового трансформатора и сглаживающих фильтров, а также масса и габариты всего преобразователя в целом. При более высоких частотах возрастают динамические потерн мощности в силовых транзисторах инвертора и выпрямительных диодах, что вызывает необходимость увеличения теплоотводящих радиаторов; резко падает емкость конденсаторов фильтров, в результате чего их использование значительно ухудшается. Переход к более высоким частотам преобразования связан с применением современной элементной базы - силовых дрейфовых транзисторов, силовых импульсных диодов, высокочастотных электролитических конденсаторов, высокочастотных ферромагнитных материалов ИТ. п. - с наличием у разработчиков достаточного опы-
Рис. 9-18. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в- зарядном преобразователе по рис. 9-17. та проектирования высокочастотных преобразовательных устройств При наличии у разработчиков указанных элементов частоту преобразования рекомендуется выбирать равной от 5-10 до 20 50 кГц, так как в этом случае обеспечиваются сравнительно малые габариты и масса преобразователей, малые динамические потери мощности в силовых полупроводниковых приборах и достаточно высокий к.п.д. источников питания. Особенности работы преобразователей при более высоких частотах будут рассмотрены в следующей главе. 2. Выбор схемы преобразователя. При малых выходных мощностях (до 5-10 Вт) и низких частотах преобразования (до 1- 2 кГц), когда от преобразователей постоянного тока не требуются минимальные габариты н масса, целесообразно выбирать наиболее простые схемы преобразователей, содержащие наименьшее число электрорадиоэлементов (см. рис. 9-1 или рис. 9-2 при использовании в качестве инвертора автогенератора с насыщающимся силовым трансформатором). Преобразователи, выполненные по схеме, изображенной на рис. 9-2, на базе автогенераторов с насьш1аю-щимся силовым трансформатором, хотя и содержат значительно большее число элементов по сравнению с преобразователями, вы- . полненными ло схеме на рис. 9-1, при прочих равных условиях позволяют использовать менее мощные силовые транзисторы и диоды, значительно уменьшить габариты и массу'силового трансформатора и сглаживающего фильтра. Использование в преобразователях постоянного тока (см. рис. 9-2) более сложных автогенераторов с неиасыщающимся силовым трансформатором, наряду с лучшим использованием силовых полупроводниковых приборов позволяет практически полностью исключить динамические потери мощности в последних, что обеспечивает целесообразность их применения при повышенных частотах преобразования, (до 10-50 кГц) и выходных мощностях до 20-50 Вт. При больших значениях выходной мощности, когда с помощью простейших емкостных сглаживающих фильтров не удается обеспечить эффективное сглаживание пульсаций выходных напряжений и появляется необходимость использования сглаживающих фильтров £.С-типа со значительной индуктивностью фильтрующего дросселя, в преобразователях данного вида более целесообразным является использование инверторов с независимым возбуждением. На практике такие преобразователи применяются при мощности нагрузки до 100-500 Вт и более и частотах преобразования до 10-20 кГц. Для улучшения энергетических характернг стик таких преобразователей при высоких частотах преобразования и уменьшения .коммутационных перегрузок их силовых полупроводниковых элементов рекомендуется использовать усовершенствованные инверторы с независимым возбуждением (см. рис. 8-17). В зависимости от имеющихся в распоряжении разработчика типов выпрямительных диодов и выходного напряжения преобразователя (см. рис. 9-2) выпрямители выполняются по схеме с выводом нулевой точки вторичной обмотки силового трансформатора или по мостовой схеме. .Первые используются в сильноточных выходных цепях прн малом выходном напряжении (4-5 В), когда падение напряжения на выпрямительных диодах соизмеримо со значением выходного напряжения, а также в случае, когда допустимое обратное напряжение для имеющихся у разработчика диодов превышает в 2-2,5 раза выхрдное Напряжение преобразователя. MociOBbie схемы выпрямителей обычно используют при выходных 7 Зак. 260 . 195 напряжениях более 20-30 В и при отсутствии ii разработчика до-статочно высоковольтных диодов. При необходимости обеспечения на выходе преобразователя постоянного тока одинаковых по значению, но противоположных по знаку напряжений (относительно общей щины нли корпуса прибора) к одной и той же выходной обмотке силового трансформатора рекомендуется подключать два выпрямителя, как это показано на рис. 9-19. В этом случае удается упростить силовой трансформатор, уменьшить число его обмоток и его габаритную мощность. 3. Расчет преобразователя. Выше было отмечено, что специфика выпрямителя как нелинейной нагрузки инвертора проявляется лишь в кратковременных интервалах переходных процессов переключения силовых полупроводниковых приборов, длительность гН<Ь -f-о Рис. 9-19. Преобразователь постоянного тока с двухполярным выходным напряжением. которых во много раз меньше длительности рабочего периода. В остальное время выпрямитель ведет себя подобно активной нагрузке. Поэтому расчет инвертора в преобразователях постоянного тока (см. рис. 9-2) полностью идентичен расчету инвертора для случая активной нагрузки (см. гл. 8). Выбор необходимых типов выпрямительных диодов производится с учетом заданных значений тока нагрузки и выходного напряжения преобразователя. Наибольшую трудность прн расчете представляет определение требуемой емкости конденсатора сглаживающего фильтра. Формулы для ее расчета достаточно сложны и учитывают параметры, характеризующие инерционные свойства силовых транзисторов инвертора и диодов выпрямителя, эквивалентное последовательное сопротивление конденсатора фильтра н ряд других параметров, которые трудно определить (например, индуктивность намагничивания насыщенного трансформатора). Поэтому такой расчет может бьгвь рекомендован только специалистам, имеющим большой опыг проектирования ИВЭ и обладающим достаточно глубокими знаниями в области их теории. Расчетные формулы можно найти в литературе [6]. Учитывая, что простейшие расчетные формулы, не учитывающие указанных выше параметров, дают ошибку в десятки раз при определении требуемой емкости конденсатора фильтра, рекомендуется определять ее, значенне экспериментально прн отработке макета спроектированного преобразователя. : Для уменьшения габаритов фильтра на выходе преобразователя следует выбирать полупроводниковые приборы с возможно лучшими импульсными свойствами независимо от значения выбранной частоты преобразования. При этом следует избегать использования в инверторе силовых дрейфовых транзисторов, если в выпрямителе применены обыкновенные выпрямительные диоды. 196 . ; Импульсные свойства диодов выпрямителя должны быть всегда [ лучше, чем у транзисторов инвертора или в крайнем случае они ; должны быть соизмеримы друг с другом. 4. Конструирование преобразователей постоянного тока. Пре- образователи постоянного тока (особенно выполненные на силовых дрейфсТвых транзисторах и импульсных диодах) характеризуются большой скоростью изменения токов в нх силовых цепях. Это является основной причиной появления высокочастотных электромагнитных полей, которые приводят к появлению высокочастотных пульсаций напряжения на выходе данных устройств (рис. 9-20). Рис. 9-20. Высокочастотные пульсации выходного напряжения преобразователя постоянного тока. Частота таких' пульсаций во много раз превышает частоту преобразования и достигает значения сотен килогерц - десятков мегагерц. Высокочастотные пульсации на выходе преобразователей постоянного тока вызывают нарушение нормальной работы радиоэлектронной аппаратуры, выполненной на микросхемах, мешают радиоприему и поэтому являются нежелательными. Для борьбы с ними должны приниматься все меры подавления высокочастотных наводок. Силовые проводники, в которых происходит резкая коммутация ток-ов, должны быть по возможности более короткими.  Рис. 9-21. Правильный монтаж силового дрейфового транзистора (о) и пример правильного монтажа преобразователя (б). для чего силовой- трансформатор, силовые транзисторы, диоды и конденсатор фильтра следует располагать в непосредственной близости друг от друга. Провода, в которых происходит одновременная коммутация тока, должны быть скручены между собой таким образом, чтобы наводимые вокруг них высокочастотные электромагнитные поля взаимно уничтожали друг друга. На рис. 9-21, а показан пример правильного выполнения монтажа силового дрейфового транзистора. Монтажные проводники от его эмиттера и коллектора скручены между собой, так же как и проводники от его базы и эмиттера. При таком выполнении монтажа токи в проводниках каждой пары имеют противоположные направления н изменяются в одно и то же время, а электромагнитные поля вокруг них.взаимно уничтожают друг друга. На рис. 9-21, б показан пример правильного монтажа простейшего преобразователя постоянного тока. Прн необходимости обеспечения малого уровня пульсаций выходного напряжения силовой трансформатор помещается в экран, а выходные цепи выполняются попарно скрученными проводами. ГЛАВА ДЕСЯТАЯ. МИНИАТЮРИЗАЦИЯ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ 10-1. Актуальность и пути комплексной миниатюризации источников вторичного электропитания Миниатюризация радиоэлектронной аппаратуры является главным направлением ее развития и совершенствования. Она позволяет существенно расширить функциональные возможности радиоэлектронной аппаратуры, сделать ее более компактной и надежной, значительно уменьшить габариты и массу. Основное направление миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры-- это переход от дискретных электрорадиоэлементов (транзисторов, диодов, электронных ламп, тиристоров и т. п.) к интегральным микросхемам, которые представляют собой функционально законченные полупроводниковые логические или усилительные узлы. К их числу относятся различные триггеры, логические элементы, операционные .усилители, оптроны и большое количество других разнообразных по своему назначению микросхем. Успехи миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры, достигнутые за последнее время, грандиозны. Так, например, переход на новую элементную, базу позволил в десятки - сотни раз уменьшить массу и габариты устройств обработки информации и вычислительной техники по сравнению с массой и габаритами аналогичных устройств, выполненных на дискретных элементах. Массовое применение интегральных микросхем становится также ха- рактерным для современной радиоприемной и радиопередающей аппаратуры. Дальнейшему прогрессу в области миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры будут способствовать разработка и широкое практическое внедрение больших интегральных схем. В качестве примеров их практической реализации можно привести выпускаемые промышленностью малогабаритные микрокалькуляторы, представляющие собой малые электронно-вычислительные машины, умещающиеся на человеческой ладони, электронные наручные часы и т. п. На фои^ грандиозных успехов, достигнутых на пути миниатюризации устройств цифровой и аналоговой техники, стало особенно очевидным отставание в области миниатюризации ИВЭ, которые являются неотъемлемой частью любой современной радиоэлектронной аппаратуры. В настоящее время сложилось такое положение, когда габариты и масса ИВЭ оказались недопустимо большими и составляют до 30-40% (а в ряде специальных случаев и более) суммарной массы и габаритов радиоэлектронной аппаратуры, питаемой от них. Это положение обусловлено следующими объективными причинами. 1. Источники вторичного электропитания являются силовыми преобразовательными устройствами, выполняются на мощных полупроводниковых приборах и содержат громоздкие реактивные (кон- денсаторы фильтров) и электромагнитные (дроссели фильтров, трансформаторы, магнитные усилители) элементы. Элементная база современных ИВЭ явно устарела - силовые транзисторы, мощные дноды и тиристоры, выполненные в крупногабаритных стандартных корпусах, не позволяют эффективно осуществить миниатюризацию ИВЭ. 2. Современная радиоэлектронная аппаратура предъявляет жесткие требования к качеству питающих напряжений - их стабильности, уровню пульсаций, к электрической изоляции питающих цепей друг от друга и от первичного источника. По мере непрерывного совершенствования элементной базы радиоэлектронной аппаратуры эти требования к ИВЭ непрерывно возрастают. 3. Интегральные микросхемы, которые становятся основой элементной базы современной радноалектронной аппаратуры, требуют для своего питания низких напряжений постоянного тока. В свою очередь получение низких выходных напряжений при значительных токах нагрузки препятствуют обеспечению высокого к.п.д. ИВЭ. 4. Значительные потери мощности в ИВЭ, обусловленные их сравнительно невысоким к.п.д. (как правило, к.п.д. таких устройств не превышает 65-75%), приводят к необходимости использования громоздких радиаторов для отвода тепла от силовых элементов. Миниатюризация ИВЭ приводит к концентрации в>1деляемого тепла в малых, непрерывно уменьшающихся объемах таких приборов. В то же время возможности теплоотводящих радиаторов к настоящему времени, полностью исчерпаны. Как видно, задача миниатюризации ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры может быть эффективно решена только комплексно, посредством уменьшения массы и габаритов одновременно всех компонентов, входящих в состав данных устройств. Основные пути миниатюризации ИВЭ сле-дющие. 1 Резкое повышение частоты преобразования для уменьшения массы и габаритов реактивных и электромагнитных элементов. 2. Разработка и широкое практическое применение более совершенной элементной базы: бескорпусиых мощных полупроводниковых приборов, силовых интегральных микросхем и сборок, высокочастотных электролитических конденсаторов и т. п. 3. Разработка и внедрение новых эффективных способов отвода тепла от силовых элементов, исключающих необходимость использования громоздких теплоотводящих радиаторов. В качестве теплоотводящих элементов ИВЭ целесообразно использовать тепловые трубы. 4. Использование более прогрессивных схемно-технических решений, направленных на уменьшение массы н габаритов ИВЭ ра-рноэлектронной аппаратуры. Отметим, что миниатюризация ИВЭ не должна сопровождаться ухудшением их энергетических характеристик. В противном случае эффект такой миниатюризации в значительной степени ослабляется вследствие увеличения массы и габаритов первичного источника электрической энергии, что является нежелательным Для автономной радиоэлектронной аппаратуры, питающейся от первичного источника ограниченной мощности. Миниатюризация ИВЭ требует исключительно серьезного отношения со стороны разработчиков радноэектроннон аппаратуры. В настоящее время недопустимо считать такие устройства как простое сочетание элементарных функциональных узлов. В них проявляется заметное влияние одного функционального элемента на другой, что приводит к значительному изменению их эксплуатационных характеристик по сравнению с идеализированными случаями и требует глубокого изучения сложных процессов, протекающих в них. Ниже рассматриваются основные слагаемые комплексной миниатюризации ИВЭ радиоэлектронной аппаратура. 10-2. Проблема повышения частоты преобразования в истотаиках вторичного электропитания Известно, что повышение частоты преобразования в инверторах приводит к существенному уменьшению массы силового транс-. форматора и является наряду с миниатюризацией элементной базы преобразовательной техники и разработкой эффективных методов теплообмена в средствах вторичного электропитания радиоаппаратуры одной из основных мер по уменьшению массы и габаритов таких устройств. Зависимость массы силовых трансформаторов Ср от частоты переменного напряжения иллюстрирована графиками, приведенными иа рис. 10-1, которые построены по результатам расчета рядов двухобмоточных трансформаторов с выводом нулевой точки первичной и вторичной обмоток [26]. Эти графики показывают, что увеличение частоты от 1 до б кГц вызывает уменьшение массы силового трансформатора примерно в 2,1 раза при выходной мощности 10 Вт и в 1,6 раза при выходной мощности 100 Вт. Прн дальнейшем увеличении частоты масса силовых трансформаторов продолжает уменьшаться. Так, Например, для трансформаторов с выходной мощностью 25,0 Вт при увеличении частоты от 1 до 100 кГц масса уменьшается примерно в 10 раз. Аналогичный ха- рактер имеет также зависимость массы магиитиого усилителя от частоты питающего напряжения переменного тока. Как следует из формулы (7-3), для импульсных стабилизаторов напряжения постоянного тока требуемое значение произведения индуктивности дросселя фильтра Lф на емкость его конденсатора Сф обратно пропорционально квадрату частоты. Увеличение частоты преобразования в таких устройствах приводит к значительному уменьшению требуемых значений указанных параметров и сильному уменьшению массы и габаритов сглаживающих фильтров на их входе и выходе. Так, например, увеличение частоты от 2 до 20 кГц в частном случае г; акс =34 В, / =20 В, Дг; ==35 мВ,/ = 1 А позволяет уменьшить требуемое значение произведения ХфСф с 7,3X ХЮ- с2 до 7,3-10-* с2, т. е. в 100 раз. а массу сглаживающего фильтра примерно в 3,5-4 раза. Данное положение сохраняется и для сглаживающих фильтров LC-типа,- используемых на выходе других регулируемых и нерегулируемых преобразователей постоянного тока. Таким образом, повышение частоты преобразования является важным средством уменьшения массы и габаритов реактивных и электромагнитных элементов ИВЭ радиоэлектронной аппа- г ратуры. 1000 С другой стороны, повышение частоты преобразования в значительной степени сдерживается возмоясным ухудшением энергетических характе-ристик ИВЭ и отсутствием у большинства их разработчиков достаточного практического опыта проектирования высокочастотных преобразовательных устройств. По мере повышения частоты преобразования возрастают потери мощности в силовых полупроводниковых приборах, осуществляющих коммутацию токов в .силовых цепях ИВЭ возрастают удельные потери мощности в ферромагнитных материалах, используемых в магннтопроводах трансформаторов и дросселей. Первое приводит к необходимости увеличения массы и габаритов теплоотводящих элементов, занимающих значительную часть массы и объема ИВЭ. Несмотря на увеличение удельных потерь мощности в ферромагнитных материалах, к.п.д. силовых трансформаторов по мере увеличения частоты переменного напряжения несколько увеличивается, что обусловлено уменьшением размеров и массы их магнитопроводов. В качестве прим ра на рис. 10-2 приведены графики зависимостей к.п.д. трансформаторов различной мощности от частоты переменного напряжения прямоугольной формы. Эти графики построены по результатам расчетов рядов трансформаторов кГц 5 > Рис. 10-1. Зависимость массы силоных трансформаторов от частоты переменного напряжения (/ -Р„ = 10 Вт; 2 - Р„ =100 Вт). 1 ... 16 17 18 19 20 21 22 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||