Главная » Книги и журналы

1 ... 15 16 17 18 19 20 21 22

ластях выпрямительных диодов; Сф и i?n -емкость конденсатора фильтра и его эквивалентное последовательное сопротивление; Ljjj и La-индуктивность намагничивания трансформатора Тр в насыщенном состоянии, приведенная в цепь вторичной обмотки, н индуктивность рассеяния последней. Входящая в выражение (9-1) длительность интервала рассасывания избыточных носителей рас.д может быть вычислена с помощью графика, изображенного на рнс. 9-5.

Рис. 9-5. График для определения длительности интервала рассасывания избыточных носителей заряда в базовой области закрываемого диода выпрямителя (расд).

Из выражения (9-1) нетрудно получить расчетную формулу для определения требуемой емкости конденсатора фильтра исходя из заданного уровня пульсаций напряжения на нагрузке:

Рао.д

рас.д

(9-2)

Амплитуда обратного тока через выпрямительные диоды для рассматриваемого преобразователя равна:

обр.м - н~

1/н

рас.д

(9-3)

и при рао.д^2 (1д,--La) ?н Превыщает значение тока нагрузки.

Включение конденсатора С (см. рис. 9-3), как отмечалось выще, приводит к ускорению коммутационных процессов в схеме рассматриваемого преобразователя. В этом случае применение в выпрямителе сравнительно инерционных диодов может привести к существенному (в несколько раз) уменьшению потерь мощности в силовых транзисторах инвертора на их коммутацию. При этом, однако, возрастает амплитуда обратного тока через выпрямительные диоды, резко увеличиваются пульсации вььходиого напряжения преобразователя, что в свою очередь приводит к необходимости неоправданного увеличения массы и габаритов сглаживающего фильтра. Поэтому наиболее эффективной v мерой улучшения эксплуатационных характеристик таких преобразователей является использование в вььходных выпрямителях по возможности менее инерционных диодов.

Следует отметить, что учет инерционных свойств полупроводниковых приборов и эквивалентного последовательного сопротивления конденсатора фильтра при анализе быстрых процессов и рас-

чете требуемой емкости конденсатора фильтра является обязательным. Даже в случае, когда автогенератор выполнен на силовых инерционных бездрейфовых транзисторах, а выпрямитель - на обыкновенных выпрямительных диодах, учет указанных параметров позволяет избежать недопустимо больших ошибок при таких расчетах.

В качестве примера на рис. 9-6 приведены зависимости уровня пульсаций выходного напряжения преобразователя (см. рис. 9-3) от емкости конденсатора фильтра для следующего частного случая: Un =10 В; Ljjs-l-L2=40MKr; f=820 Гц;/эф=8 мкс -эффективное время жизни избыточных носителей в базовой области выпрямительного диода;/н = 1,3 А; /?пСф=60 MKC=const. Кривая / на рис. 9-6 соответствует расчету по формуле (9-1), кривая 2 - экспериментальным данным, кривая 3 - расчету по идеализированной формуле (4-7), не учитывающей инерционных свойств полупроводниковых приборов и эквивалентного сопротивления конден-

Рис. 9-6. Зависимости уровня пульсаций выходного напряжения преобразователя от емкости конденсатора фильтра.

	ч

о 200 fOO еОО 800 МКФ

сатора фильтра. Длительность фронтов переменного напряжения в режиме холостого хода преобразователя, входящая в формулу (4-7), по результатам измерений составляла 3 мкс. Сравнение приведенных иа рис. 9-6 кривых показывает, что для получения сравнительно малых пульсаций напряжения на нагрузке в фильтре требуется конденсатор с емкостью в десятки - сотни раз большей, чем это получается для идеализированного случая.

В преобразователях постоянного тока могут быть принципиально использованы все автогенераторы, рассмотренные в предыдущей главе. Как и для описанного выше преобразователя (см. рис. 9-3), во всех преобразователях данного типа вплоть до момента полного закрывания соответствующих выпрямительных диодов напряжения на всех обмотках силового трансформатора остаются практически неизменными, несмотря иа значительные изменения токов в коллекторах транзисторов автогенератора. При этом спад тока в коллекторах закрываемых транзисторов происходит при малом значении приложенного к ним напряжения, что приводит к существенному уменьшению динамических потерь мощности в силовых транзисторах по сравнению с рассмотренным в предыдущей главе случаем чнсто активной нагрузки автогенератора. В преобразователя.х, выполненных на базе автогенераторов с це-насыщающимся силовым трансформатором, такие потери мощности могут отсутствовать. В этом случае полное закрывание очередных транзисторов в автогенераторе происходит до того, как про-

изойдет закрывание ранее открытых В1и!рямительных диодоь.

Формулы для расчета требуемой емкости конденсатора фильтра, амплитуды обратного тока через выпрямительные диоды, потерь мощности в силовых транзисторах и диодах и т. п. в случае преобразователей постоянного тока, выполненных на базе автогенераторов с ненасыщающимся силовым трансформатором, оказываются весьма громоздкими. Читатели найдут подробную информацию о характере коммутационных процессов в таких преобразователях и необходимые расчетные формулы в специальной jhi-тературе [6].

Преобразователи постоянного тока, выполненные на базе автогенераторов с ненасыщающимся силовым трансформатором, широко используются на практике для питания постоянным током нагрузок при напряжениях 4-6 В с токами в единицы - десятки ампер, так и для питания нагрузок с токами в единицы - десятки миллиампер при напряжениях сотни - тысячи вольт. В последнем случае проявляются некоторые характерные особенности, присущие всем высоковольтным преобразователям и обусловленные наличием у высоковольтных трансформаторов сравнительно большой собственной емкости обмоток.

В качестве прихмера на рнс. 9-7 приведены временные диаграммы токов н напряжений, иллюстрирующие работу высоковольтного преобразователя постоянного тока, выполненного по схеме, изображенной на рис. 9-8. Преобразователь состоит из автогенератора с нелинейным дросселем ДН, выполненным на траизис-

2Un\

У

to t,

Рис. 9-7. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в высоковольтном преобразователе постоянного тока (см. рис. 9-8).

торах Т\, Ti и силовом трансформаторе Тр, и четырех выходных выпрямителей с емкостными сглаживающими фильтрами. Высоковольтный выпрямитель с выходным напряжением -НО кВ выполнен по схеме с удвоением напряжений на диодах Дз-Де и кон-десаторах С, и С^. Слаботочные выпрямители с выходными напряжениями -i-500 и -100 В представляют собой однотактные выпрямители {Дт-Дв и Дд) с фильтрами Сз и С4. Низковольтный выпрямитель с выходным напряжением -1-12,6 В выполнен по мостовой двухтактной схеме на диодах Дю-Д13. Резистор /?4 н конденсатор Сз служат соответственно для точной установки номинального значения выходного иапряжения и подавления его пульсаций.

Рассмотрение процессов начнем с момента (см. рис. 9-7), когда транзистор автогенератора открыт, а транзистор Т^ закрыт. Собственная емкость высоковольтного трансформатора при

этом полностью заряжена. В интервале <о-ti происходит увеличение коллекторного тока открытого транзистора за счет увеличения намагничивающего тока силового трансформатора.

В момент ti насыщается дроссель ДИ (см. рис. 9-8), транзистор Ti начинает закрываться - ток в его коллекторе спадает, а напряжение на коллекторе неско.пько увеличивается. Последнее приводит к уменьшению напряжения на выходных обмотка.х Тр. Как только выходное напряжение на обмотке w-z уменьшится на значение прямого напряжения диодов Дб и Де, последние закрываются под действием напряжения на конденсаторе С которое в интервале 1-2 остается практически неизменным. При закрывании транзистора Г, напряжения на обмотках Тр изменяются незначи-

г 10 KB; 0,7м А

+S00B;1mA COS

~%-100В;1мА

+7Z,BB;0,25A

Рис. 9-8. Схема высоковольтного преобразователя постоянного тока.

тельно благодаря энергии, накопленной в собственной емкости Q вторичной высоковольтной обмотки Тр. После полного закрывания Г, (момент 2 на рис. 9-7) продолжается сравнительно медленный разряд Со, сопровождающийся уменьшением напряжений на обмотках Тр.

В момент <з заканчивается разряд емкости Со, вследствие чего изменение магнитного потока в магнитопроводе Тр прекращается (оба транзистора Ti и Т^ прн этом закрыты). Начиная с момента h за счет энергии, накопленной в трансформаторе, происходят открывание транзистора Т2 и заряд емкости Со до напряжения противоположной полярности.

В интервале 3-4 под действием внутренней положительной обратной связи токи базы и коллектора транзистора Тг увеличиваются. В момент 4 заряд собственной емкости вторичной обмотки трансформатора заканчивается, и транзистор Т^ входит в режим насыщения. При дальнейшей работе рассмотренные выше процее-

сы повторяются. Отпайки от обмотки нелинейного дросселя ДН используются для экспериментального подбора такого режима его работы, при котором длительность интервала tu-з, когда оба транзистора автогенератора закрыты, была бы минимальной.

Выше были кратко рассмотрены основные схемы преобразователей постоянного тока, выполненных на базе транзисторных автогенераторов и имеющих на выходе емкостный сглаживающий фильтр. Вследствие того, что конденсатор фильтра в данных устройствах разряжается в течение сравнительно малого времени пе-ремючения диодов в выходном выпрямителе, такой фильтр оказывается весьма эффективным н обеспечивает достаточно малый уровень пульсаций выходного иапряжения прн весьма малых его габаритах.

Использование сглрживающих фильтров LC-типа в рассмотренных преобразователях является нежелательным. Как было показано в гл. 4, при работе выпрямителя с фильтром LC-типа возникает кратковременный режим короткого замыкания, при котором в момент смены полярности переменного напряжения все диоды выпрямителя оказываются одновременно открытыми благодаря энергии, накопленной в дросселе фильтра.

В тех случая.х, когда роль инвертора в преобразователях постоянного тока выполняет автогенератор, такой режим короткого замыкания при достаточно большой индуктивности дросселя фильтра может привести к нарушению условий существования pei-ене-ративного процесса в моменты коммутации транзисторов автоге-

		-1 г i
1 1 l
		А ?
1 Г

Рис. 9-9. Вид прерывистых автоколебаний в схеме преобразователя постоянного тока со сглаживающим фильтром LC-типа на выходе.

нератора. В схеме преобразователя постоянного тока возникают прерывистые автоколебания, причем длительность паузы иапряжения /п соответствует времени спада тока в дросселе фильтра до своего нулевого значения. В качестве примера таких прерывистых автоколебаний на рис. 9-9 приведены осциллограммы токов н напряжений, иллюстрирующие работу транзисторных автогенераторов на выпрямитель с фильтром LC-типа.

В тех случаях, когда требуется повысить коэффициент сглаживания пульсаций, а емкостный фильтр оказывается неэффективным (например, недопустимо большой разброс падений напряжений на диодах выпрямителя и транзисторах автогенератора, боль-

шая неидентичность полуобмоток трансформатора и т^ п.), целесообразно использовать фильтры CLC-типа (рис. 9-10). Последние совмещают в себе достоинства простейших С- и LC-фильтров. Здесь входной конденсатор небольшой емкости Сф служит для облегчения условий коммутации силовых транзисторов в инверторе, аДрфИ Сф обеспечивают эффективное сглаживание пульсаций выходного напряжения. К существенным недостаткам такого фильтра (равно как и LC-фильтра) относится появление значительных изменений выходного напряжения в моменты коммутации нагрузки преобразователя.

При проектировании таких фильтров следует иметь в виду, что наличие паразитных индуктивностей монтажа и индуктивностей

Рис. 9-10. C-L-C типа.

Сглаживающий

--==ci

ЛРФ

рассеяния обмоток силового трансформатора может приводить в случае малой емкости конденсатора к появлению высокочастотных колебаний в кривой напряжения на вторичной обмотке силового трансформатора, к колебательному характеру токов в ее цепи и коллекторах силовых транзисторов. Для подавления таких колебаний последовательно с Сф рекомендуется включить резистор R с сопротивлением около 1-3 Ом, как показано пунктиром на рис. 9-10. Включение такого резистора качественно не изменяет общего характера коммутационных процессов в преобразователях постоянного тока.

Наряду с автогенераторами в преобразователях постоянного тока широко используют транзисторные инверторы с независимым возбуждением. Рассмотрим процессы в преобразователе данного типа, который включает в себя простейший инвертор с независимым возбуждением и выпрямитель с емкостным фильтром (рис. 9-11). Осциллограммы токов и напряжений для данного пре-

Рис. 9-11. Преобразователь постоянного тока, выполненный на базе инвертора с независимым возбуждением.

образователя приведены на рнс. 9-12 (дроссель Д Рф в схеме на рис. 9-11 отсутствует).

Пусть до момента k был открыт транзистор Ту и закрыт транзистор Гг, конденсатор Сф полностью заряжен и ток через него равен нулю. В момент скачком изменилась полярность напряжения на выходе задающего генератора, что привело к появлению открывающего сигнала на входе транзистора и закрывающего сигнала на входе транзистора Г,. В интервале рассасывания избыточных носителей -1\ в базе Г, ток коллектора последнего на-

Рис. 9-12. Осциллограммы, иллюстрирующие процессы в преобразователе по рис. 9-11 в случае емкостного фильтра на его выходе (Дрф отсутствует).

растает в соответствии с законом увеличения тока в коллекторе Гг-В момент (i процесс рассасывания избыточных носителей в базе Г, заканчивается и напряжение на его коллекторе несколько увеличивается. Начиная с момента i, в преобразователе имеет место процесс рассасывания избыточных носителей в базовой области диода Дь который заканчивается в момент г-

Для определения длительности интервала рассасывания рас.д можно воспользоваться графиком на рис. 9-5, отложив по оси абсцисс значение 2 Тт/(1+/Снас1+Снас2)зф> где K aci и Кнаса- коэффициенты насыщения транзисторов Ti и Гг.

Расчет требуемой емкости конденсатора фильтра для данного случая следует проводить по формуле [6]

рас.д

к нас (1 + нас1 + насг) рас. д

(9-4)

Отсутствие положительной обратной связи в силовом каскаде инвертора с независимым возбуждением и невозможность в связи с этим срыва его нормальной работы при кратковременных перегрузках позволяют широко использовать сглаживающие фильтры

LC-типа на выходе преобразователей рассматриваемого класса. В качестве примера на рис. 9-13 приведены осциллограммы, иллюстрирующие работу простейшего инвертора с независимым возбуждением на выпрямитель со сглаживающим фильтром LC-типа (см. рис. 9-11; дроссель Д Рф в схеме присутствует).

Как было отмечено выше, специфика выпрямителя с фильтром начинает проявляться только при изменении напряжения на обмотках силового трансформатора вследствие выхода открытых транзисторов инвертора из режима насыщения. До этого момента выпрямитель практичес1Ш эквивалентен случаю активной нагрузки инвертора.

Как видно из рис. 9-13, в момент выхода открытого транзистора Т\ из режима насыщения начинается уменьшение тока через ранее открытый диод Д\. Поскольку за сравнительно малое время коммутации силовых транзисторов ток в дросселе фильтра не успевает существенно измениться, то уменьшение тока через при-

Рис 9-13. Осциллограммы, иллюстрирующие процессы в преобразователе по рис. 9-11, в случае сглаживающего фильтра LC-типа на его выходе.

ВОДИТ к появлению и последующему нарастанию тока через второй выпрямительный диод Дг- Таким образом, в течение всего интервала рассасывания избыточных носителей г-инвертор работает в режиме короткого замыкания, а его выходное напряжение равно нулю.

После окончания этого процесса (момент з) на выходе инвертора появляется напряжение противоположной полярности, которое из-за наличия индуктивностей рассеяния и межвитковых емкостей у обмоток силового трансформатора может иметь быстро затухающий колебательный характер (рис. 9-13). Это является основной причиной высокочастотных радиопомех и коммутационных перенапряжений на диодах выпрямителя.

Наряду с простейшими инверторами с независимым возбуждением, обладающими рядом отмеченных в гл. 8 недостатков, в преобразователях постоянного тока широкое практическое применение получили также усовершенствованные инверторы данного типа (см. рис. 8-17). При использовании на выходе выпрямителя емкостного сглаживающего фильтра такие преобразователи характеризуются отсутствием динамических потерь мощности на переключение силовых транзисторов и диодов, что делает их предпочтительными в случае высоких частот преобразования. Динамические потери мощности в транзисторах инвертора равны нулю, так как при закрывании транзисторов и спаде их коллекторных токов практически до нулевых значений приложенное к ним напряжение мало. Динамические потери мощности в выпрямительных диодах также равны нулю вследствие того, что рассасывание избыточных носителей в их базовых областях и их полное закрывание заканчиваются при отсутствии токов через закрываемые диоды.

9-2. Зарядные преобразователи постоянного тока

Особую группу преобразователей постоянного тока образуют так называемые зарядные преобразователи. Такие устройства предназначены для заряда различных накопителей электрической энергии (конденсаторной батареи, аккумулятора и т. п.) от источника ограниченной мощности и широко используются для питания лазеров, ламп-вспышек н других мощных импульсных нагрузок. Характерный режим зарядных преобразователей - периодический заряд накопителя, который после окончания каждого цикла заряда разряжается на мощную нагрузку.

По режиму заряда накопителя электрической энергии зарядные преобразователи можно условно разбить на следующие группы:

1. Нерегулируемые преобразователи постоянного тока (см. § 9-1) с токоограничивающим резистором в выходной цепи. Такие устройства характеризуются низким (не более 30-40%) к.п.д. и являются неэкономичными.

2. Преобразователи постоянного тока с регулируемыми выпрямителями на выходе. Такие преобразователи хотя и обладают высоким к.п.д., однако оказываются весьма сложными при высоких (сотни вольт - десятки киловольт) напряжениях на емкостном накопителе - конденсаторной батарее.

3. Преобразователи с колебательным зарядом накопительных конденсаторов за половину периода собственных колебаний зарядного контура. Наряду с высоким к.п.д. они характеризуются большой установленной мощностью элементов, большими габаритами и массой.

4. Зарядные устройства с преобразователями индуктивно-емкостного типа, в которых создается режим источника тока. В таких устройствах заряд накопителя энергии осуществляется постоянным током, однако их общий к.п.д. вследствие трехкратного преобразования энергии сравнительно невелик, а установленная мощность элементов оказывается большой.

5. Экономичные зарядные преобразователи, в которых заряд накопителя энергии осуществляется пульсирующим током при его неизменном среднем значении.

в качестве примера практической реализации экономичных зарядных преобразователей рассмотрим устройство, схема которого изображена иа рис. 9-14.

Преобразователь состоит из регулируемого однофазного инвертора с высоковольтным трансформатором Тр, высоковольтного выпрямителя Д1-Д4 н зарядного контура, который включает в себя емкостный накопитель С„, дроссель Др с индуктивностью L3 и датчик зарядного тока - резистор Rr.

Временные диаграммы, иллюстрирующие работу рассматривае-

	Регулируемый инвертор
	Пороговое устройство

Рис. 9-14. Простейший зарядный преобразовате.чь.

мого зарядного лреобразователя, приведены на рис. 9-15. При появлении напряжения на выходе инвертора в зарядном контуре по-

3. Когда этот ток достигает установленного значения 1 макс сигнал, снимаемый с /?т> воздействует через пороговое устройство на схему управления инвертора

является и начинает нарастать ток

Рис. 9-16. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в зарядном преобразователе по рис. 9-14.

таким образом, чтобы напряжение на выходе инвертора стало равным нулю. Ток в зарядном контуре уменьшается до некоторого значения /3 после чего вновь появляется напряжение на выходе инвертора. В дальнейшем процессы в преобразователе повторяются с той разницей, что после каждого цикла заряда напряжение на накопительном конденсаторе увеличивается.

1 ... 15 16 17 18 19 20 21 22