Главная » Книги и журналы

1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 22

ет и переводит в режим активного усиления один из транзисторов 77 или Tg в зависимости от знака данной несимметрии. При этом увеличивается ток в коллекторе или и падение напряжения на соответствующем резисторе Re или Rn. Напряжение на первичной полуобмотке трансформатора Трг уменьшается, что вызывает увеличение длительности данного полупериода работы инвертора и компенсирует возникшую иесимметрию.

Основные параметры инвертора, описанного в [27]: напряжение питания - 20 В; выходное напряжение -5 В; выходная мощность- 40 Вт; частота преобразования-12 кГц. В качестве транзисторов Г,-Г4 использовались кремниевые транзисторы КТ908А; Гб-?> -КТ608Б; Гв -МП25Б; диоды Д,-Д, -Д220. Номиналы сопротивлений используемых резисторов: ,=.2=0,1 Ом; /?з=/?4= =3,9 кОм; Ri=l МОм; /?б=100 Ом; /?7=/?8=270 Ом; /?9=/?i,= = 10 Ом; /?,о=2,2 кОм; /?,2=/?,з=/?,4 = 150 Ом; /?i5=6,2 кОм. Номиналы емкостей используемых конденсаторов: Ci=0,25 мкФ; = 1000 пФ; Сз=С5=0,022 мкФ, С4=6800 пФ. В качестве интегрирующего усилителя 1 использована интегральная микросхема К1УТ401Б.

По характеру рабочих процессов рассмотренные вьш1е инверторы с независимым возбуждением относятся к классу нерегулируемых инверторов. Их выходное напряжение пропорционально напряжению питания н при изменении последнего оказывается нестабильным.

Необходимость регулирования выходных напряжений переменного тока в соответствии с законом изменения маломощного управ-

Ведущий аВгогенера-тср(АГг)

Разосдви-гиющее ус-тройсгпво

Ведомый айгогенера-

it;2(ixs)

Си г НОЛ обратной связи

Маг,

Рис. 8-19. Регулируемый инвертор (a) и осциллограммы, иллюстрирующие его работу (б).

ляющего сигнала привела к разработке класса регулируемых инверторов. В таких устройствах может быть осуществлена также стабилизация выходного иапряжения, когда его значение с высокой точностью поддерживается неизменным в условиях изменения иапряжения питания и нагрузки

Простейшим из регулируемых инверторов может служить однофазный мостовой инвертор (рис. 8-19,а), управление силовыми транзисторами которого осуществляется таким образом, что в течение некоторой части рабочего полупериода первичная обмотка силового трансформатора оказывается подключенной к питающей

сети, а в течение остальной части рабочего полупериода она закорачивается накоротко силовыми транзисторами Т, и или и Ti. Выходное напряжение инвертора при таком управлении имеет ступенчатую форму с паузой при его нулевом значении (рис. 8-19,6), а выходное напряжение определяется соотношением между длительностями обоих этапов.

Для рассматриваемого инвертора действующее значение выходного напряжения равно:

а его среднее значение

н.9ф=1/п . (8-24)

H.cp = Yt/n-. (8-25)

где у - относительная длительность импульса выходного напряжения; Wi и W2 - соответственно числа витков первичной и вторичной обмоток силового трансформатора.

Схема управления простейшего регулируемого инвертора (рис. 8-19, е) обычно выполняется из двух автогенераторов ЛГ, и АГ.2, работающих синхронно и со сдвигом во времени. От каждого из автогенераторов управляющие сигналы подаются к силовым транзисторам разных плеч мостовой схемы: от АГ к транзисторам Т, и Т'г, от АГч к транзисторам Гз и Тц. Фазовый сдвиг между выходными напряжениями ЛГ, и АГ осуществляется фазо-сдвигающим устройством в зависимости от величины сигнала обратной связи. В качестве фазосдвигающих устройств в регулируемых инверторах широкое практическое применение получили магнитные усилители [1, 22] и времязадающие С-цепочки [24].

Магнитные усилители отличаются простотой, малыми габаритами и массой, обладают высокой чувствительностью к изменениям сигнала управления и большим коэффициентом усиления по мощности, малочувствительны к изменениям температуры окружающей среды. Однако при сравнительно высоких частотах их применение становится затруднительным.

На рис. 8-20 приведена схема управления регулируемого инвертора с магнитным усилителем в качестве фазосдвигающего устройства [22]. Эта схема включает в себя задающий автогенератор, выполненный на транзисторах Г, и Т^, и ведомый автогенератор, выполненный на транзисторах Г^ и Г,; причем частота автоколебаний задающего автогенератора должна превышать частоту автоколебаний ведомого. В момент насыщения магнитного усилителя МУ к открытому транзистору ведомого автогенератора прикладывается запирающее напряжение, в результате чего происходят переключение его транзисторов и смена полярности выходного напряжения. Момент насыщения магнитного усилителя определяется сигналом обратной связи. Сигналы, снимаемые со вторичных обмоток трансформаторов Тр, и Тр обоих автогенераторов, используются для управления силовыми транзисторами инвертора, приведенного на рис. 8-19,а. Одна из наиболее распространенных схем управления регулируемых инверторов с фазосдвигающи-ми /?С-цепочками изображена на рис. 8-21 [24]. Здесь роль резистора /?С-цепочки играет регулирующий транзистор Гз, который обеспечивает перезаряд конденсатора С постоянным по

6* Зак 200 163

ООО /-f 9

Рис, 8-20. Схема управления регулируемого инвертора с магнитны.м усилителем в качестве фазосдвигающего устройства.

значению током. Увеличивая или уменьшая с помощью сигнала обратной связи ток в цепи транзистора Гб, можно осуществить изменение скорости перезаряда конденсатора С. Переключение транзисторов Гз и Г4 ведомого автогенератора и изменение полярности его выходного напряжения в дайной схеме будут соответствовать моменту, когда напряжение на конденсаторе С превысит сум-

Рис. 8-21. Схема управления регулируемого инвертора с фазосдви-гающей /?С-цепью.

Сигнал Обратной сбязи

му напряжений на обеюс обмотках положит&пьной обратной связи, а к базовому электроду ранее закрытого транзистора будет приложено отпирающее смещение.

В заключение отметим, что простейшие инверторы с независимым возбуждением (см. рис. 8-12) получили широкое практическое применение для питания нагрузок с мощностью от 20 до 100 Вт и более при срав1Штсльно низких частотах преобразования (до

2-5 кГц). Силовые каскады таких инверторав, как правило выполняют иа силовых бездренфовых транзисторах. В этом случае процесс открывания очередной группы транзисторов при подаче на их вход отпирающего смещения от внещнего генератора происходит сравнительно медленно, в результате чего коммутационные перегрузки силовых транзисторов будут небольшими.

Использование силовых дрейфовых транзисторов в силовых каскадах простейших инверторов с независимым возбуждением характеризуется большими коммутационными перегрузками этих транзисторов. Причина их появления заключается в том, что открывание дрейфовых транзисторов происходит практически мгновенно (скорость нарастания тока через силовой дрейфовый транзистор при его открывании может достигать 10-10 А/с), а рассасывание избыточных носителей и выход закрываемых транзисторов из режима их насыщения в режим усиления происходят сравнительно медленно (примерно доли - единицы микросекунд). В течение всего этого времени обмотка силового трансформатора оказывается закороченной открытыми транзисторами и имеет место режим короткого замыкания источника питания.

Поэтому использование дрейфовых транзисторов в силовых каскадах инверторов с независимым возбуждением должно сопровождаться мерами по уменьшению коммутационных перегрузок с помощью линейных (см. рис. 8-15) или нелинейных (см. рис. 8-16) дросселей, что приводит к усложнению схемы управления силового каскада.

Еще лучшие результаты в этом случае дает использование дополнительных положительных обратных связей (см. рис. 8-17), практически полностью исключающих коммутационные перегрузки силовых транзисторов. Такие усовершенствованные усилители мощности широко используются в современных ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры при сравнительно высоких частотах преобразования (до 20-50 кГц), выполняются преимущественно на силовых дрейфовых транзисторах и характеризуются высокими энергетическими показателями.

8-5. Специальные транзисторные инверторы

Под специальными транзисторными инверторами мы будем понимать однофазные инверторы с синусоидальным выходным напряжением, двух- и трехфазные инверторы. Такие преобразовательные устройства по сравнению с рассмотренными в предыдущих параграфах имеют значительно более узкие области практического применения. Первые из названных инверторов в основном используются для питания различных маломощных измерительных трансформаторов, сельсинов и других датчиков угла поворота. Двух-и трехфазные инверторы предназначены главным образом для питания различных электродвигателей и других электромагнитных механизмов.

Как известно, переменное напряжение прямоугольной формы содержит широкий спектр гармонических (синусоидальных) составляющих. Здесь, кроме основной гармоники, частота которой равна частоте переменного напряжения, присутствуют также гармонические составляющие с частотами, в 3, 5, 7, 9, 11 раз и т. д. превышающими частоту основной гармоники:

и„ - (sin со / + - sin 3 со / + sin 5 со / + я \ 3 5

+ -у- sin 7со/ + ...j ,

где Uh - амплитуда переменного напряжения; со=2л/.

Гармонический спектр прямоугольного напряжения изображен иа рис. 8-22. Здесь по оси абсцисс отложена относительная часто-

1,0-0,8-0,6 -0,4-0,2-

.0 f 2f 3f iff Sf ef 7f Sf Sf 10f 11 f 13f14f

Рис. 8-22. Гармонический состав переменного напряжения прямоугольной формы.

та гармонических составляющих, а по оси ординат их относительная амплитуда (амплитуда основной гармоники напряжения и ее частота условно приняты за единицу).

Степень приближения формы кривой любого сигнала к синусоидальной принято оценивать значением коэффициента нелинейных искажений /С„ равным

(8-26)

где и - действующее значение напряжения сигнала; Ui - действующее зиачение его основной гармоники.

Для переменного иапряжения прямоугольной формы н.н~ = 48,4%. Уменьшение содержания высших гармоник в кривой выходного иапряжеиня инвертора с целью приближения ее к синусоидальной достигается различными способами, наиболее распро-странеииыми из которых являются реализация ступенчатой формы переменного напряжения и использование реактивных сглаживающих фильтров.

Для ступенчатого напряжения простейшей формы ( н на рис. 8-19, б), которое имеет место на выходе простейших регулируемых инверторов (см. рис. 8-19, а), коэффициент нелинейных искажений является функцией угла регулирования [1]:

(8-27)

8cos[(l-у) я/2]

где у - относительная (по отношению к рабочему полупериоду) длительность импульса выходного напряжения.

График, построенный в соответствии с последней формулой, изображен на рис. 8-23. В том случае, когда длительность импульса выходного напряжения инвертора составляет % длительности рабочего полупериода Оф=60 эл. градусов), из гармонического спектра выходного напряжения полностью удаляются гармоники, крат-

Рис. 8-23. Зависимость коэффициента нелинейных искажений напряжения ступенчатой формы от относительной длительности импульса.

80 60

W ZD

О

Кн.п
				У

0,2 0,f- о,е 0,8 г,о

ные трем (рис. 8-24). Переменное напряжение такой формы (Яд =31,2%) имеет место на выходе простейших трехфазных инверторов, которые будут рассмотрены ниже.

Для дальнейшего приближения ступенчатой формы выходного напряжения инвертора к синусоидальной необходимо увеличить число ступенек . Для устранения 3-й, 5-й, 7-й,... р-й гармониче-

1,0-

0,8-0,6-

Н

Рис. 8-24. Гармонический состав переменного напряжения ступенчатой формы, когда длительность импульса составляет % длительности рабочего полупериода.

О If 2-F 3f tf 5f 6f If 8t 9f

СКИХ составляюших из кривой ступенчатого выходного напряжения необходимо всего n=0,25(p-f 1) ступенек . При этом амплитуда произвольно выбранной ш-й ступеньки Л? и ее фазовый угол

Рис. 8-25. Аппроксимация переменного напряжения синусоидальной формы сложным ступенчатым напряжением.

О 0,1 dm

Qm, отсчитанный от момента прохождения напряжения через нулевое значение (рис. 8-25), должны выбираться из следующих условий:

М, = i4i sin

п т

2п+ 1 2 (2п + 1) п 2т-\ 2

созес

2 (2п+ 1)

2п + \

где Л] - амп.!1итуда основной гармоники выходного напряжения; т -порядковый номер ступеньки (т=1, 2, 3,п).

На рис. 8-26 показана зависимость коэффициента нелинейных искажений переменного иапряжения ступенчатой формы от чпсла

3D 20 ГО

О

	л

Рис. 8-26. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от числа ступенек в кривой аппроксимирующего напряжений (см. рис. 8-25).

ступенек . Кривая 1 соответствует случаю, когда существует ступенька при нулевом значении напряжения, кривая 2 -случаю, когда такой ступеньки нет.

Получение ступенчатой формы переменного напряжения осуществляется на практике путем скачкообразного изменения коэффициента трансформации инверторного трансформатора. Для этой цели с помощью дополнительных силовых полупроводниковых приборов производится переключение отводов либо первичной, либо вторичной его обмотки.

В качестве примера на рис. 8-27, а приведена схема силового каскада инве1)тора со ступенчатым выходным напряжением. Здесь каждая половина первичной обмотки силового трансформатора Тр выполнена из двух секций w[ и eij, к концам которых подключены силовые транзисторы. Пусть, например, до момента Л (рис. 8-27,6) в инверторе закрыты все транзисторы Т,-74. Напряжение на нагрузке при этом равно нулю. В момент /i открывается транзистор Г, и к первичной обмотке трансформатора (oij -4 ш,) прикладывается напряжение питания. В момент /г открывается транзистор Гз и напряжение питания прикладывается только к секции первичной обмотки Тр. При этом напряжение на секции закрывает диод Ди а выходное напряжение увеличивается в {w\ -f tei)/tsi раз.

При закрывании транзистора Гз (момент h) напряжение пи-

ганйя через открывшийся диод Дх и открытый транзистор fj вновь прикладывается ко всей первичной полуобмоткс Тр, а выходное напряжение инвертора скачком уменьшается до прежнего уровни. В момент /4 (рис. 8-27, б) транзистор Г, закрывается, выходное напряжение инвертора становится равным нулю.

Открыванием транзистора Гг (момент 5) начинается следующий полупериод работы инвертора, в течение которого сохраняется описанный выше порядок переключепия транзисторов: в момент tu открывается Г4 и закрывается Дг, в момент U транзистор Гг вновь закрывается и открывается диод Д^, в момент U оба тран-

Рис. 8-27. Схема силовой части инвертора со ступенчатым выходным напряжением (а) и его форма (б).

зистора Гг и Г4 (равно как и транзисторы Г, и Гз) закрыты. Далее процессы в схеме силового каскада периодически повторяются. Требуемая последовательность переключения транзисторов обеспечивается соответствующей подачей управляющих сигналов с выхода задающего генератора.

Следует отметить, что показанная на рис. 8-27, б форма напряжения будет иметь место для рассматриваемого каскада только в случае нагрузки чисто активного характера. При индуктивио-активной нагрузке форма выходного напряжения данного инвертора сильно искажается, а коэффициент нелинейных искажений существенно возрастает. Причина этого заключена в накоплении индуктивно-активной нагрузкой электромагнитной энергии, которая возвращается в источник питания при каждой коммутации силовых транзисторов - при закрывании Г, (Гг), Г3 (Г4) и открывании Дх (Дг).

Возможно также выполнение рассматриваемого инвертора из нескольких регулируемых инверторных каскадов (рис. 8-19, а), работающих синхронно (т. е. с одинаковой частотой), но обеспечивающих на выходе прямоугольные двухполярные импульсы разной длительности. При суммировании выходных иапряжений таких каскадов получается переменное напряжение многоступенчатой формы.

Известны также инверторы, состоящие из двух инверторных каскадов, которые работают синхронно со сдвигом во времени на 30 эл. градусов. Каждый из этих каскадов обеспечивает на своем выходе одноступенчатое напряжение (Ыд иа рис. 8-19,6) с длительностью импульса, равной % длительности рабочего полупериода. Управление транзисторами рассматриваемого инвертора осуществляется от логической схемы, которая включает в себя двоично-шестеричный счетчик к четыре схемы, реализующие функции И и ИЛИ.

Из реактивных сглаживающих фильтров для получения синусоидального выходного напряжения из прямоугольного или ступенчатого наиболее широкое применение иа практике получили Г-образные фильтры LC-типа. На рис. 8-28 приведены зависимости коэффициента иепинейных искажений напряжения на выходе таких фильтров [1] для прямоугольного напряжения (заштриховаи-иая область 1) и ступенчатого напряжения с длительностью им-

/е

					2srf\1Lc

Рис. 8-28. Зависимость коэффициента нелинейных искажений напряжения на выходе LC-фильтра для прямоугольного {1) и ступенчатого {2) напряжений на его входе.

0,2 0,f 0,в 0,8 1,0 7,2

пульса, равной % длительности рабочего полупериода {заштрихованная область 2). Каждая из заштрихованных областей охватывает диапазон нагрузок от чисто активной (верхняя граница) до чисто индуктивной (нижняя граница). В качестве аргумента при построении графиков на рис. 8-28 использована относительная частота фильтра (L - индуктивность дросселя фильтра, включенного последовательно с нагрузкой, С - емкость конденсатора фильтра, включенного параллельно нагрузке). Пользуясь графиками, приве-.енными на рис. 8-28, можно по требуемому значению коэффициента нелинейных искажений и заданной форме переменного напряжения на выходе инвертора определить требуемое значение произведения LC.

Остановимся кратко иа основных принципах построения двух-и трехфазных инверторов, выполненных на базе однофазных автогенераторов (см. рис. 8-9).

На рис. 8-29, а приведена принципиальная схема простейшего трехфазного инвертора, выполненного из трех однофазных автогенераторов с насыщающимся силовым трансформатором (см. рис. 8-9,6). Временные диаграммы, поясняющие работу рассматриваемого устройства, изображены на рис. 8-29, б.

Рассмотрим порядок работы автогенераторов в кольцевой пересчетной схеме, изображенной на рис. 8-29, а, для чего зададимся произвольным первоначальным состоянием схемы. Пусть, например, транзисторы Ti, Т'з и Ть открыты, а транзисторы Тг. Т^ и Гц закрыты.

Допустим, что полярность пришедшего тактового импульса такова, что плюс подается на вывод 1 выходной обмотки трансформатора Тр4 задающего генератора. В этом случае напряжение синхронизации Uc суммируясь с напряжением обмотки трансформатора Трз, через диод Д, переключит транзистор Ti из открытого состояния в закрытое. Под действием положительной обратной связи в автогенераторе на транзисторах и Тг последний открывается, а полярность напряжения на обмотках трансформа-

Задающий, генератор

+ О

- о

лин

Щ

Щ

ив.ч

Ш

Щ

Напряи<ение

задающе--L JQ II---

ренеоатпва LJ i-I LJ 1-

го генератора Ux, -4

-5*- Частота fс

Частота fc 3

L J-

Рис. 8-29. Трехфазный трехкаскадный инвертор (в) в диаграммы напряжений, поясняющие его работу (б).

1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 22