Главная » Книги и журналы

1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 16

применение многоканального электронного оборудования. Поэтому задачи оптимизации электронных схем и разработки специализированной БИС для системы цифровой звукозаписи становятся все более актуальными. Процесс алгоритмизации позволяет разграничить общие и специфические черты сигналов цифровой звукозаписи, что дает возможность их систематизировать и классифицировать.

Полученные при разных способах перекодирования цифровые сигналы неравноценны с точки зрения их информационной эффективности и помехоустойчивости в специфических условиях ТМЗВ. Для улучшения этих параметров предлагаются новые формы отображения перекодированной информационной последовательности {xin, xin, Xsn], Xsn € {0,1}, т. е. новые способы модуляции прямоугольной и постоянной несущих.

Общее аналитическое описание сигналов цифровой звукозаписи можно представить в виде

£{Ры{т,пТт), р2п{т,пТт), ... , Ргп{т,пТт)],

где п = I, 2, Тт - длительность такта; т - независимая переменная по оси времени, ограниченная длительностью такта t- - (п - I) Тт <. t t - пТт; {Fin (т, пТт)} - множество тактовых функций, описывающих форму сигнала на п-т тактовом интервале; г 2 , р - число двоичных символов, одновременно отображаемых в одном такте.

При двухкратной фазовой модуляции, например, в каждом такте передается одно из четырех сочетаний символов: 00, 01, 10, И - т. е. г = 4. В этом случае минимально необходимое число тактовых функций также равно 4. Класс функций, составляющих множество [Fin (т, пТт)}, и их количество определяются способом модуляции и типом несущей. Примеры некоторых форм тактовых функций показаны на рис. 3.15. Для передачи информации используется не вся совокупность признаков (параметров), определяющих ту или иную тактовую функцию, а лишь один из них, который назовем текущим параметром Q . Таким параметром может быть, например, полярность, амплитуда, фаза, длительность характеристических интервалов сигнала и др. Выбор необходимого значения Q на данном тактовом интервале определяется алгоритмом модуляции и в общем случае зависит от передаваемой комбинации входных двоичных переменных и значений текущего параметра на предыдущих тактах:

Qn - f {Xln> X2nt . > Xsn, Qn-a, Qn-e),

Q €{Qi.Q2. . Qr}, (3.6)

где ос, s - целые положительные числа.

Аналитическое описание зависимости (3.6) составляет сущность задачи алгоритмизации сигналов ЦМЗ.



Сложность однозначного описания (3.6) связана с тем, что переменные Qn-a, Q/г- могут принимать множсство взаимосвязан-ных скалярных значений. Для облегчения решения этой задачи удобно воспользоваться понятием информационного параметра сигнала А„, который определяется как /-зпачная дискретная функция текущего параметра на п-ш и предшествующих тактах [44]:

А„ =f{Qn, Qn-a, . - , Qn-еУ,

A G {Al, Да, .... \)-

(3.7)

Анализ зависимостей (3.6), (3.7) показывает, что для нахождения алгоритмов формирования сигналов цифровой звукозаписи мож-

! 1

(n-IIT

Рис. 3.15. Некоторые формы тактовых функций

НО применить коммутационный метод [23], согласно которому текущий параметр Qn представляют в виде суммы произведений всех возможных его значений на коммутирующие коэффициенты Mm-

Qn=QlMn + QM2n+ +QrMrn\ Mrn\Q,\]. (3.8)

Здесь при равенстве единице любого из коммутирующих коэффициентов, все остальные коэффициенты равны нулю. Это условие выполнимо, если каждый из коммутирующих коэффициентов Mm представить конъюнкцией всех двоичных функций {0i , Фгл, Фр ), выраженных в прямой и инверсной формах [17]з

Мы = Ф1 Ф2 . . . Фт\ М2п = ФщЩп . . . Фрп, ... Мгп

- ФщФгд -.. Ф-

(3.9)

Если использовать полный перебор таких коньюнкций, то для определения коммутирующих коэффициентов в выражении (3.9) достаточно р двоичных функций Ф„. В этом случае конъюнкции Ф„ отображают значения Q в двоичной форме.

Таким образом, задача нахождения алгоритма формирования сигнала по формуле (3.6) сводится к отысканию булевых функций от значений переменных Х\п, х^п, Xsn на п-ш такте и от значений

3 0--4002



двоичных функций Фцп-а), Фр( -Е) на предыдущих тактахз

Ф\п = fiiXln, Х2п, , Xsn, Фцп-а), . Фцп-е), -. . Фр(/г-а), . , Фр(/г-Е)];

Фрп = Рр [Х\п, Х2п, , Xsn, Фцп-а), > Фцга-£),

... , Фр( а), ... , Фpn-г)]. (3.10)

Используя функцию (3.7), можно классифицировать все сигналы по принципиально важному признаку - характеру логических связей их элементов. В зависимости от сложности этих связей различают модуляцию нулевого, первого, второго и других высоких порядков.

Модуляции нулевого порядка соответствует так называемый абсолютный метод модуляции гармонической, прямоугольной (детерминированной или псевдослучайной), импульсной несущей или несущей нулевой частоты. При однократной модуляции р = I, г = = t = 2, и значения Qn и А„ совпадают. К сигналам, полученным в результате такой модуляции, относятся прямые и инверсные варианты БВН записи (с фиксированными уровнями единиц и нулей), а также абсолютная фазовая модуляция. К этой же группе относятся и УФМ сигналы, сформированные из АФМ, а также ОШИМ сигнал (см. рис. 3.13).

Модуляции первого порядка соответствует относительный метод модуляции, при котором информационным параметром сигнала является разность его текущих параметров на п-и и (га - т)-ш тактах: А„ = Q - Qn-m- В случае р = 1, m = 1 это, например, сигналы БВН-1, ОФМ (ФРМ), УФМ, полученные устранением избыточных переходов в ОФМ; УБВН-4/5 сигнал, полученный с помощью БВН-1 записи, и др.

Модуляции высокого порядка (например, й-го) соответствует случай, когда информационным параметром является разность разностей текущих параметров [19]:

Д„ = А„ - Д„ 1 = (Д„ - Ап-1) - (Дл-1 - Ап-2) =

{[(Д aLi)----- - ALfe+2)] ...) -

- {... [(ALi - AL2) - - (ALfe+2 -ALft+i)] ...) = = {... [{Qn-Qn-i)- -{Qn-k+2-Qn-k+i)] ...}-- {... [(Q -i - Qn-2) - - (Q fe+i - Qn-k)] ...]. (3. II)

к таким сигналам относится, например, БВН-1 сигнал с перемежающимся кодированием [35]. Некоторые из сигналов, полученных в результате такой модуляции (при небольших значениях к) потенциально перспективны для систем цифровой звукозаписи, так как обеспечивают повышение помехоустойчивости записи.

Обозначим порядок модуляции надстрочным, а интервал сравнения Д„ - подстрочным индексами (позади условного обозначения



сигнала). В результате получим систему обозначений, однозначно

отражающих логическую структуру сигналов. Например, ФМ

соответствует сигналу, полученному фазовой модуляцией k-ro порядка с интервалом сравнения через т тактов.

Найдем с помощью коммутационного метода обобщенный алгоритм однократной {р = I, Q {Qi, Q)) относительной модуляции высокого порядка [23]. При этом разность разностей текущих параметров сигнала определяется произведением 18, где S = Qj - ~Q,Lk =0;±1;±2; ... .

8.7. Таблица истнниости переменных tj) и tj)

Ч-1б Lk-i = 2р

L l6

Lk-l = 2p

fe-ie

Lk-l = 2p + 1

ft-16

= 2р

i-fe i = 2p + l

k-i = 2p

i*=2p

L,b ift = 2p

Lft = 2p+1

r Разобьем множество значений A на две группы четных и нечетных Lft. Присвоим каждому множеству значение двоичной переменной г|3л так, чтобы при Ад = Ь^б и Lj = 2р - г|з^ = 0; при А^ = = L6 и = 2р + 1 - г|)* = I, где р = 0; 1; 2; ... .

После этого составим таблицу истинности (табл. 3.7), связывающую двоичные переменные й-го (т])) и (fe- 1)-го (ij:~) порядков.

Из табл. 3.7, используя совершенную дизъюнктивную нормальную форму записи, можно получить алгоритм связи булевых аналогов разностей текущих параметров для fe-ro и (fe - 1)-го порядков [17]:

(3.12)

При k = \ и р = \ существует только первая разность текущих параметров Q и Qn-i, а двоичные функции Ф„ являются булевыми аналогами Q . Учитывая это, составим таблицу истинности (табл. 3.8).

Далее, используя ту же форму записи, получаем

г|: = Ф„Фд-1 V Ф^Ф -! = Фп Ф Фп-Ь (3-13)



Согласно системе (3.11) и используя выражения (3.12) и (3.13), можно записать

Л; = г|) = п~ ® = {. . . {{]г © oiLl е © (Фп-а+З Ф

е t:La+2)] ...}©{.. [(Li е г|:L2) е © (i5Lfe+2 © Ф ijjLfe+i)] ...} = { [(Фп ® ф-г-О е © (ф -*+2 е е ф„ /е4-1)] ...}©{ [(Фп-1 ® ф'г-2) е е (ф -а+1 е

еф -й)]...}. (3.14)

Перед каждым значением двоичной функции конечного немини-мизированного полинома (3.14) введем коэффициент, показывающий число одинаковых слагаемых, например, Ф„ 1 ф Ф„ ( ф Ф„ г = = ЗФ (. Запишем коэффициент при k-ш значении разности текущих параметров г|) в виде числа сочетаний из нуля элементов по нулю - Со (согласно определению Со = С° = 1): = Cll, и, последовательно вычисляя разности текущих параметров, получим

х„ = Chl = СоЧ^ Ф ClVi = CWrT Ф cWn-Z\ = C?(г|: © ф Ф С1 (г|:1? Ф a)Z) = С?г|:Г' ф (С? + С1) г|:,*-? ф ClxjZl = = С2Ч ~ Ф C\n-i Ф С^г|:-2 = = С?ф„ ф с1ф„ , ©

ф С^Ф„ 2 е - О С^ф„ й. (3.15)

При этом использовалось легко доказуемое соотношение С1 +

+ = сц}.

Количество одинаковых слагаемых С^ в выражении (3.15) может быть четным или нечетным. Согласно закону приведения подобных членов при суммировании по модулю 2 получаем

f ф„ , © Фп-i ф © Фп-i = Фп-1 при Cfe - нечетном; О при Ск - четном.

Для сокращения записи (3.14) введем линейный оператор L (г) со следующими свойствами, вытекающими из основных тождеств алгебры Жегалкина [17]:

1 при Z - нечетном; .0 при Z - четном; L{ах) ф L{bx) = L{a + b)x = L{a - b)х; L{ах фЬу) = L{a)x ® L{Ь)у,

где а, b == ±1, ±2, х, у - двоичные переменные.

Информационный параметр однократной относительной модуляции fe-ro порядка в общем виде можно представить каноническим полиномом:

х„ = L {d) ф„ © L id) Фп1 Ф Ф L (С^) Фп-k.

L{z) =



Далее, с учетом формулы (3.10) можно записать

Ф„ = x 0 L id) Фп-1

L{Ct)On-k = x ® V £(С1)Ф„ ,.

moj ?

(3.16)

Используя соотношения (3.8), (3.9) и (3.16), находим обобщ,ен-ный алгоритм однократной относительной модуляции k-ro порядка:

Хп® И L id) Фп-i

mod 2

Xn® % L id) Фп-i

mod 2

Q,. (3 17)

3.8. Таблица истинности переменных Ф„, Ф„ 1

Qn-i

б

б

Подставляя в алгоритм (3.17) соответствующие значения порядка модуляции fe и текущего параметра Qi,2, получаем частные алго-ритмы формирования однократных двухуровневых сигналов, широко применяемых в цифровой звукозаписи [47].

Большое число различных способов описания сигналов цифровой звукозаписи и синонимов названий этих сигналов затрудняют чтение специальной литературы и изучение технической документации. Из-за многообразия описаний и терминов отсутствует единый системный подход к классификации сигналов цифровой звукозаписи. Такое положение тормозит исследование известных и поиски новых типов перспективных сигналов.

Попытки систематизировать многочисленные сигналы цифровой звукозаписи предпринимались неоднократно [32; 44].

Результаты алгоритмизации этих сигналов позволяют воспользоваться рядом признаков, по которым можно составить достаточно полную и универсальную схему классификации этих сигналов. Рассмотрим эти признаки.

Перекодирование входной информационной последовательности. Такое перекодирование необходимо, если исследуемый тип сигна.та не может быть сформирован непосредственно с помощью амплитудной, частотной или фазовой модуляции постоянной, колебательной либо импульсной несущих. Данный классификационный признак не определяет выбор конкретных технических решений, однако способствует их оптимизации.

Тип несущей. Несущая может быть колебательной, последовательностью импульсов и постоянным уровнем (т. е. процессом с ча-тотой (О = 0). Колебательная несущая может быть как гармонической, так и прямоугольной формы, детерминированной или случайной (псевдослучайной). Для любых сигналов цифровой звукозаписи процесс модуляции представляет собой манипуляцию по определенному алгоритму амплитуды, частоты или фазы несущей. На практи-



ке наибольшее распространение получили сигналы с прямоугольной формой несущей.

Способ модуляции. В цифровой магнитной звукозаписи применяют все основные способы модуляции (а именно AM, ЧМ, ФМ) и их производные.

Порядок и интервал модуляции. Из формулы (3.17) видно, что понятие порядок модуляции k применимо не только к относительной фазовой модуляции, но и к абсолютной. В зависимости от того, на какой из входных двоичных символов - 1 или О - реагирует модулятор, различают реакцию на единицу или на нуль. Однако тип реакции не влияет на характеристики сигнала, а определяет только конкретное его описание, поэтому будем считать соответствующие формы вариантами данного типа сигнала.

Повышение порядка модуляции сигнала, с одной стороны, не изменяет его информативности, но снижает помехоустойчивость по отношению к флуктуирующей аддитивной помехе, что выражается в размножении ошибок. С другой стороны, например, ФМ высоких порядков обладает высокой помехоустойчивостью по отношению к быстрым флуктуациям фазы сигналов [19]. На этой основе возможен синтез канала магнитной записи-воспроизведения, малокритичного к колебаниям скорости носителя записи.

Относительную модуляцию можно осуществлять не только в соседних тактах (т ~ 1), но и через несколько тактов, что обеспечивает выигрыш в помехоустойчивости по отношению к кратковременным выпадениям воспроизведенного сигнала. Часть сигналов высокого порядка совпадает с сигналами модуляции через т тактов. Комбинируя модуляцию fe-ro порядка и модуляцию через т тактов, можно получить так называемые сигналы с составной модуляцией, которые позволяют исключать случайные флуктуации фазы и кратковременные выпадения сигнала [22].

Модуляция через m тактов облегчает практическую реализацию способа ФМ с вращающейся фазой. В этом случае фаза каждой посылки сигнала увеличивается, например, на угол я/2, независимо от значения входной двоичной переменной. В результате в спектре сигнала всегда имеется гармоника основной частоты, что облегчает синхронизацию. В обычных ФМ сигналах (с качающейся фазой) в спектре всегда присутствует гармоника удвоенной тактовой частоты, при делении которой на два возникает неопределенность начальной фазы синхроколебания.

Параметры модуляции. В устройствах цифровой звукозаписи применяется дискретная модуляция текущего параметра Q сигнала (амплитуды, фазы, частоты, длительности характеристических интервалов). В том случае, когда информационный параметр А„ принимает любое четное число значений (отличное от двух, р > 1) имеют место многократные сигналы. При этом каждой паре значений А„ соответствует одна независимая информационная двоичная переменная х„, у„, г„ (подканал). В настоящее время в магнитной записи применяется лишь двукратная ФМ с двумя н ==° двоичными переменными х. и / (2-ФМь 2-ФМ]).



rceSdnc/itjiiaO-,1йл пртадгом-нся несущая

JiMf AM, AMJi

Ir-Ir

Сигналы ииФРоШ sSL/нозаписи

Прямые

Кодо1ые

Иесдшая-поспе-SekmenbHOcmi, импупьиб

АтерманирШиная гар-14!1,1тшйя или прямо-угольная неситая

, темный

IJpOOSHb

-i.,0

щим

мпугс.пная неишя

Несщая-ж/роянный уровень

AemepMUHurMttH-ИЗ) крманичес-кая или грш -гольна несаы.ач

;:л;пя-вмле-

т

Ы

ФМ, Фм1 Фм AMj am! амЦ,

! А9

v-if

да, Ам1 АмЦ,

ЧМ ФМ ШИМ ФИМ щимШ

Е

Амплитфые, частотные, фазобые предыснашеиия

УШ,-213-? (О.:)

213-3 10,21

тян!-зл-з

(0,2)

4/5-?

т

ЩВИ'г

\ е.ю

чфК

11,5)

12.8}

ЗРМ

j5Bn;-

MlH-t (О, к)

Рис. 3.16. Классификация сигиалов цифровой звукозаписи:

J - перекодирование; - тип несущей; / епособ модуляции; ции; VI дополните-чьные преобразования

орядок и интервал модуляции; V = парамете модуля-



Дополнительные преобразования. Для повышения информативности и улучшения согласования с каналом магнитной заиисп-вос-произведения сигналы цифровой звукозаписи после модуляции могут подвергаться дополнительной обработке. Например, разделив на два с помощью счетного триггера частоту переходов ФМ сигналов, можно получить группу УФМ сигналов, аналогично из ОШИМ сигнала можно сформировать УОШИМ сигнал, а из ЧМП-0,5 сигнала - УБВН1-2/3-3 сигнал [3; 4]. Более сложные преобразования дают возможность получить из ОШИМ сигнала модифицированный ОШИМ (МОШИМ) сигнал, и т. д.

Такой же результат можно получить без дополнительных преобразований сформированного модулятором 4 (см. рис. 2.1) сигнала, однако при этом на перекодер 3 должны быть возложены более сложные логические функции избирательного введения избыточности в исходную двоичную последовательность. Соответствующие алгоритмы формирования должны описывать уже не поэлементное, а групповое перекодирование исходной двоичной последовательности.

Для устранения искажений формы сигналов в КМЗВ и повышения помехоустойчивости их нередко подвергают предварительным искажениям (ПИ), введением, например, импульсных врезок 124; 43].

Рассмотренный перечень признаков дает возможность построить логически обоснованную схему классификации и единую систему условных обозначений сигналов цифровой звукозаписи (рис. 3.16).

Временные диаграммы (рис. 3.17) сигналов, изображенных на рис. 3.13, построены не в масштабе интервалов бита, а в масштабе минимального характеристического интервала (т. е. Тмин для всех сигналов выбраны одинаковыми). Все временные диаграммы отображают одно и то же кодовое слово 000101101110. При этом длина каждой временной диаграммы обратно пропорциональна информативности соответствующего сигнала.

3. СОГЛАСОВАНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК СИГНАЛОВ И КАНАЛА

Эффективность использования полосы частот КМЗВ (как и для любой системы связи) характеризуется отношением скорости передачи цифровой информации к рабочей полосе частот канала. Повышения скорости передачи цифровых сигналов в КМЗВ, имеющем ограниченную снизу и сверху полосу пропускания, можно достигнуть, формируя соответствующие энергетические спектры этих сигналов. Необходимость формирования определенных спектров, цифровых сигналов вызвана двумя причинами:

1. Необходимостью согласования характеристик сигнала с передаточной характеристикой КМЗВ. Передаточная характеристика КМЗВ, как уже отмечалось, жестко ограничена сверху и снизу, при этом за ее предела.ми эффективная передача сигнала практически невозможна. Передача спектра сигнала в ограниченной полосе частот эквивалентна вычитанию непропускаемых частотных составля-



ющих изсигнала, т. е. приводит к искажениям. Если значение потерянной мощности мало, то и результирующие искажения будут невелики. Полоса частот, требуемая для передачи цифрового сигнала с определенной тактовой частотой, может быть произвольно узкой, если обеспечивается достаточно низкий уровень my.via.

1 )

Ч5вн1-г1з-з asBHl-itls-z

мошим

(U7)

(г,7)

(2,6)

(2 Л)

и

ш

Рис. 3.17, Сигналы цифровой звукозаписи, построенные в ;Масштабе Tjj

2. Необходимостью уменьшения между каналами передачи переходного влияния, уровень которого определяется уровнем мощности высокочастотных составляющих энергетического спектра сигнала.

Применяемые в настоящее время способы записи обеспечивают высокую информационную плотность именно за счет лучшего



1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 16
Яндекс.Метрика