|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 38 Рис. 3.3. Схема перемножителя на дифференциальном усилителе 100 к Рис. 3.4. Схема импульсного перемножителя  15 В 10 к 564КТЗ 1,5 к Ifon7,5 В R2 ЮОк Юк UyJO£ Юк  С1 10,01мк  /?3 ЮОк 3,3 к К Юк Л ЮОк йых и„ С2 -,47 мк 1,5 к 6,8к 2к 1,5к Напряжение на выходе переключателей SI, S2 в любой момент времени является функцией их положения, которое, в свою очередь, зависит от управляющего сигнала, снимаемого с выхода триггера Шмитта. В зависимости от того, какой из переключателей S1 или S2 замкнут, напряжение f/ становится равным или - Ux- Среднее значение напряжения будет определяться выражением U = U:,{h2-tp2)/Ku , . (3-1) где - время, в течение которого замкнут переключатель S2, tp2 - время, в течение которого разомкнут переключатель S2 и замкнут S1, К1 - масштабный коэффициент. Таким образом, в течение времени <р2 получим U = Ux, а в течение времени tp2 будет Uj= - Ux, т. е. при работе устройства напряжение U/ будет иметь вид прямоугольных лмпульсов, амплитуда которых изменяется от -Ux ДО f/,. Если скважность периодического импульсного сигнала, определяемую выражением <з2/(/з2--р2), сделать пропорциональной второму входному аналоговому сигналу Uy, то будет справедливо следующее выражение: Uy = K2{h2-tp2), (3.2) где Ki - масштабный коэффициент. Решая совместно уравнения (3.1) и (3.2), получаем U = UxUy/Ku К2, что и требовалось. Показанную в выражении (3.2) зависимость Uy от /,2 и tp2 обеспечивает в рассматриваемой схеме широтно-импульсный модулятор, состоящий из интегратора на А2 и триггера Шмнтта. Среднее значение входного тока интегратора за период его. работы будет приблизительно равно нулю благодаря небольшому (меньше 1 мкА) входному току ОУ К1401УД2. Поэтому 7= =T2=(t; ?3) 4з - (Соп/?з) <рз, где /зз - времЯфВ течение которого переключатель S3 замкнут, <рз - время, в течение которого переключатель S3 разомкнут, 34 замкнут. В течение времени на вход интегратора через R3 подается напряжение Uom а в течение <рз напряжение - f/on. Из последнего уравнения слепует что С/ =(Уоп(<зз -рз). Из сравнения последнего уравнения для Uy с (3.1) видно, что если установить во время работы схемы 1,2,= з и р2 = <рз, то можно получить (/л = = UxUy/Uan- Чтрбы это обеспечить, триггер Шмитта управляет одновременно переключателями S1 - 34 так, что когда S2 и S3 замкнуты, то 5/, и 34 разомкнуты. В интеграторе широтно-импульсного модулятора напряжение Uon является сигналом ОС, поступающим на суммирующий вход А2. Благодаря этому достигается пропорциональность разности 42 - V напряжению Uy. Следует, однако, отметить, -что, хотя напряжение Uy управляет скважностью выходного импульсного напряжения и^, частота этих импульсов не зависит от него. При Uy=0 получим 42 = р2. Импульсное напряжение интегрируется на выходе перемножителя с помощью пассивной RC-nenn. Постоянная времени цепи R2C2 должна быть больше постоян^ ной времени цепи R1C1. На практике желательно выбрать /?2C2 = 5/?iCi. Чтобы обеспечить высокую точность умножения аналоговых сигналов, необходимо R1CI выбрать из условия i?iCi-C l/2nfBx. , где fn.n - максимальная частота входных сигналов (У, и и у. Рассмотренные типы перемножителей используются главным образом для построения специализированных схем, поскольку каждую отличает характерная особенность. Для решения задач, требующих средней точности и быстродействия, были изготовлены полупроводниковые перемножители, большинство из которых используют метод нормировки токов [13]. Делитель аналоговых сигналов просто получить из обычного инвертирующего усилителя, у которого последовательно с Ro.c включен перемножитель. Выход перемножителя подключается- к Ro.c, а вход и перемножителя к выходу ОУ. Делимое подается через резистор Rx на инвертирующий вход ОУ, а делитель Их на вход X перемножителя. Выходной сигнал такого делителя определяется выражением 11ъых= -KUz/Ux, где выбирают /Сд=1 В при Uz> Ux и /(д=10 В при ИгИх- В такой схеме при уменьшении Ux уменьшается и выходное напряжение умножителя. Однако остается неизменным, поэтому и выходное напряжение перемножителя должно оставаться неизменным. Следовательно, обратно пропорционально Ux. должно увеличиться Uy-Uux, а это эквивалентно пропорциональному увеличению Uz- При f/-O сопротивление цепи ОС ОУ стремится к бесконечности. Таким образом реализуется деление U на Ux- Деление может осуществиться в двух квадрантах, поскольку схема работает только при условии, что Ux> О, хотя и при любой полярности Uz. Деление сигналов можно осуществить и с помощью только одного перемножителя К525ПС1, управляя значением тока /3. В этом случае ивых = KUxUy/Uz, где Uz - функция от тока /3. Ток l3=(Uz- и„- иэ.б)/{Яз + 0,5 кОм) {/,/14,3 кОм + 1 мА При постоянных величинах Ux-Uy=5 В нормированное относительно тока 1 мА выходное напряжение {Увых = 2,31 з, где ток /3 - в миллиамперах. Начальный сдвиг выходного уровня устраняется внешней регулировкой. Аналоговые делители на перемножителях имеют обычно точность не лучше 5%, которая сохраняется в сравнительно узком дипазо-не изменения амплитуды входных сигналов. Поэтому разработаны специализированные аналоговые делители, в основу лучших из которых положен метод переменной крутизны или использованы логарифмические усилители. В делителе, построенном на основе метода переменной крутизны (рис. 3.5), напряжение подается на два идентичных усилителя А] и А2. Сигналы Uz через инвертор A3 { - Uz) прикладываются в суммирующие точки тех же усилителей. Напряжения Ux и Uz преобразуются в токи, которые суммируются и вычитаются усилителями А1 и А2. Напряжения Ux и Uz пропорциональны логарифмам суммы и разности этих токов. Транзисторы VT3 и VT4 дифференциального антилогарифмического усилителя преобразуют разность коллекторных токов в напряжение {/вых=А/к2/?о.с, где AI = IoJz/2Ix, Iz=Uz/2R, Ix=Ux/R. Поэтому Ubux = 2Io.Ro.cUz/Uх. Точность деления такой схемы существенно зависит от параметров ОУ. Поскольку входные токи большинства ОУ порядка 100 нА, они существенно ограничивают динамический диапазон входных сигналов, который мог бы определяться диапазоном идеальности вольт-амперной характеристики р-п перехода, равным 10 пА... ... 100 мкА. Несколько лучшие результаты можно получить, используя ОУ с полевыми транзисторами на входе, сохраняя постоянную температуру и вводя регулировку смещения нуля ОУ. Симметричная структура схемы обеспечивает ее работу в двух квадрантах. При идеально сбалансированных токах в симметричных цепях нелинейные искажения отсутствуют. Балансировку можно провести, подбирая сопротивления входных резисторов. Если диапазон изме-   Рис. 3.5. Схема усилителя на основе дифференциального усилителя Рис. 3.6. Делитель на диодно-резис торном оптоэлектронном элементе нения значений делителя ограничен напряжениями 10 мВ ... 1 В, то, используя 1%-ные резисторы, можно получить точность около 1%. При токе /оп = 0,2 мА и применении ОУ К1401УД2 или аналогичных по параметрам полоса пропускания около 0,5 МГц. Полоса пропускания расширяется более чем на порядок при использовании ОУ К154УДЗ и большем токе /оп- Логарифмический делитель целесообразно применять при одинаковой полярности входных сигналов. Хорошей совокупностью параметров в режиме деления обладает описанная выше схема логарифмического умножителя-делителя (см. рис. 3.2). Эта схема выполняет умножение и деление с одинаковой точностью, что позволяет ее применять для вычисления квадратных корней, среднеквадратических значений,и решения векторных уравнений. Например, для извлечения квадратного корня при сигналах, изменяющихся в большом диапазоне, требуется только соединить выход со входом Ux. Тогда fyB x= 106г/6вых=-\/1б^- Когда необходимо получить деление сравнительно широкополосных сигналов и не предъявляются высокие требования к точности операции деления, можно воспользоваться простой схемой на рис. 3.6. Этот делитель использует диодно-резисторную оптоэлектроную пару, обеспечивающую обратную связь в цепи одного из усилителей (в данном случае А2). Устройство состоит из двух каналов подачи аналогового сигнала. ОУ А1 включен по схеме обычного неинвертирующего усилителя. В ОУ А2 входной сигнал подается на инвертирующий вход, а сигнал ОС - на неинвертирующий. Однако последнее не приводит к самовозбуждению усилителя благодаря тому, что сигнал инвертируется в цепи оптоэлектронной связи. Усилитель на Л/ имеет коэффициент усиления, зависящий от соотношения резисторов R1, R2, и полосу пропускания, определяе- мую в основном типом ОУ. Сопротивление резистора R1 устанавливается таким образом, чтобы при выбранном типе оптоэлектрон-ной пары коэффициент усиления схемы на Al был близок к 1. Сопротивлением фоторезистора R2 в процессе работы делителя управляет сигнал Y посредством изменения излучения светодиода. Фоторезистор R3 включен в петлю ОС для корректирования эффектов, вызванных нелинейностью зависимости тока через све-тодиод и фоторезистор R2. Коэффициент усиления усилителя на Al в неинвертирующем включении определяется выражением f/Bbix/f/x = (/?i+/?2) ?2. В свою очередь, для усилителя на А2 ток через R3 зависит как от тока Через светодиод, так и от напряжения источника опорного сигнала, т. е. ЧУ,/{Уоп = /?з/(/?з + /?4)- Из сопоставления двух последних уравнений видно, что деление двух входных сигналов f/ и Uy может быть достигнуто только при /?1=/?4 и У?2 = /?3. Тогда f/eb,x = (f/./f/)f/on. Для устранения влияния рассогласования проводимости фоторезисторов в зависимости от входных сигналов и разброса сопротивлений резисторов RI, R4 последний состоит из постоянного и переменного резисторов. После подстройки R4 можно получить точность деления в пределах ±5% при изменении напряжений на входах и F в пределах ±10 В. Если настройка делителя производится при напряжениях на обоих входах, равных Uo /2, то регулировкой R4 добиваются установления на выходе напряжения, равного Uon- Так устраняются ошибки, вызванные действием напряжения смещения нуля, входных токов ОУ и рассогласованием проводимостей фоторезисторов. Первоначально спроектированный для автоматического управления контрастностью в сканирующих электронных микроскопах делитель может быть также полезен в модемах с акустическим согласованием и других устройствах, где необходимо автоматическое управление усилением сигнала в цепи управления процессом [14]. Если используются две фотоэлектронные пары, содержащие каждая светодиод и фоторезистор, то необходимо ввести вторую регулировку в цепи ОС Al. Если заменить ОУ К140УД6 на ОУ К154УДЗ с малосигнальной полосой пропускания около 20 МГц, то ошибка на уровне 5% получается при частоте около 1 МГц, т. е. примерно на порядок больше, чем в исходной схеме. Чтобы обеспечить указанную точность, необходимо подавать на входы U и Uy максимальные по амплитуде напряжения, но не больше \ Uon\ - 2 В для А1 и меньше Uon для А2. Отметим, что если напряжение Uy выйдет за указанные пределы, зависимость выходного напряжения от нап-ряжения U останется линейной. Делитель напряжений можно построить, включив последовательно преобразователь напряжение - частота на таймере и амплитудный модулятор на ОУ (рис. 3.7). В преобразователе напряжение Uy, усиленное в R1/R2 раз, поступает на полевой транзистор.  Рис. 3.7. Схема делителя на основе таймера Последний выполняет роль управляемого напряжения времязадающего резистора Rt в мультивибраторе на таймере (см. гл. 7). Сопротивление сток-исток транзистора VT1 равно Rt = R2Uo/ R\Ico, где Uq - напряжение отсечки полевого транзистора, /со - ток стока при lJy = = 0. Конденсатор Ct перезаряжается в процессе работы так, что напряжение на нем' остается в диапазоне от Un/3 до 2U /3. Напряжение Ux, поступающее на вход модулятора, инвертируется -на его выходе, когда открыт транзистор VT2, и передается без инверсии при закрытом транзисторе VT2. Таким образом, на выходе А2 напряжение равно-Ул: во время t3=0,7(R[ + Rt)Ct заряда конденсатора Ci, а во время его разряда tp -0,7RiCt равно Ux. Среднее значение выходного напряжения за один цикл работы таймера UBb,x.cUx(tp-t)/(tp + ts)=UoUx/Vy{l+Ri/R2), если установить Ri = Uo/2Ico- Для полевого транзистора, у которого 6ож2В и /со = 2 мА, получим R\=0,5 кОм. Если выбрать /?1 = 14/?2, то среднее значение выходного напряжения {Увых.с = ={Ux/Uy), В, что можно, например, наблюдать на осциллографе, подключив к его выходу резистивно-емкостной фильтр, или измерить это напряжение с помощью низкочастотного вольтметра. 3.2. БАЗОВАЯ СТРУКТУРА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЕЙ И ИХ ПАРАМЕТРЫ Описанные методы умножения и деления аналоговых сигналов имеют такие недостатки, как нелинейная зависимость от одного или обоих сигналов, ограниченный диапазон изменения выходного напряжения, большое остаточное выходное напряжение при конечном одном из входных сигналов и нулевом втором (так называемое пролезание ), зависимость Кп от температуры и напряжения источников питания. Главный же их недостаток - громоздкость схем. Эти недостатки минимизированы в балансных схемах умножения-деления, построеннных на дифференциальных транзисторных каскадах по методу переменной крутизны (см. рис. 3.3 и 3.5). Этот метод основан на.использовании экспоненциальной зависи- мости тока через р-п переход от напряжения [13]. Изменение дифференциального напряжения, приложенного к базам транзисторов дифференциального каскада, вызывает пропорциональное изменение крутизны каскада (см. гл. 2). Основными преимуществами этого метода перемножения являются высокая точность, широкая полоса пропускания и простота реализации в интегральном исполнении. В то же время температурная стабильность таких схем значительно ниже, чем логарифмических перемножителей, что обусловлено зависимостью характеристик транзисторов от температуры. Вместе с тем использование в дифференциальном каскаде идеальной пары интегральных транзисторов позволяет значительно уменьшить температурные погрешности таких перемножителей. В полупроводниковых микросхемах перемножителей распространение получила разновидность дифференциального каскада на основе трех ДУ, каждый из которых работает в режиме управляемого напряжением делителя тока [14]. Эту разновидность метода переменной крутизны обычно называют методом нормировки токов. На основе этого метода были реализованы первые отечественные перемножители напряжения К140МА1 и К526ПС1, называемые балансными модуляторами. Последнее объясняется тем, что К140МА1 и К526ПС1 сохраняют сравнительно низкую погрешность перемножения только при небольших входных напряжениях. Недостатки первых перемножителей устранены в К525ПС1, а благодаря особенностям структуры этой микросхемы достигнута сравнительно высокая линейность и точность перемножения (1%). В К525ПС1 реализованы возможность регулировки масштабного коэффициента, высокая температурная стабильность передаточной характеристики и широкий диапазон входного напряжения (±10В). В упрощенной схеме перемножителя К525ПС1 показаны три его основных узла, определяющих параметры и особенности применения микросхемы: узел умножения на транзисторах VT5 - VT8, логарифмический преобразователь напряжения Ux в ток на транзисторах VT1, VT2 и диодах VD1, VD2 и линейный преобразователь напряжения Uy в ток на транзисторах VT3 и VT4 (рис. 3.8). В узле умножения в двух дифференциальных каскадах перекрестное включение коллекторов обеспечивает в каждой из объединенных коллекторных цепей противофазные токи, пропорциональные произведению сигнальных токов iy и постоянных составляющих токов генераторов /з', h. При подключении к дифференциальному выходу узла умножения разностной схемы (например, усилителя разности двух токов) постоянные составляющие выходных токов устраняются и в нагрузке остается сигнал, пропорциональный только произведению сигнальных токов. Если бы на вход узла умножения сигнал Ux подавался, минуя логарифмический преобразователь, то между Ux и {Увых существовала бы экспоненциальная 4-41 < *4 M VT8\ Рис. 3.8. Упрощенная схема полупроводникового перемножителя К525ПС1 зависимость. Чтобы сделать эту зависимость линейной, напря- жение f/x предварительно пре- бых образуется в ток, а затем этот ток логарифмируется с помощью диодов VDI, VD2. В результате получается логарифмическая зависимость дифференциального напряжения, поступающего на вход узла перемножения, т Ux и достигается линейная зависимость f/вых от Ux. В схеме на рис. 3.8 резисторы Rx. Ry. RI и Rh являются внещ-ними для К525ПС1. Токи hh  D,7B
Рис. 3.9. Основная схема включения перемножителя К525ПС1 ri h-h задаются резисторами, подключаемыми к выводам соответственно 3 и 13 (рис. 3.9). Таким образом, установив токи /з' и /is, протекающие по цепям выводов соответственно 3 и 13, получим /з=/1=/2 и /ig = /3 = /4, причем обычно /з /1з- Выходное напряжение перемножителя определяется из соотношения Ubhx = K.UxUy, где K. = 2R,/hRxRy. Сопротивления Rx и Ry выбираются так, чтобы при максимальных входных напряжениях нелинейные искажения в схеме были минимальны. Для этого необходимо выполнить неравенства Uxmax< <Il3Rx, llymax<hRy Если Uxmax=: Uy ax= Ю В И /з = /3, ТО Rx = ==Ry> 10 B/h. Токи h и /i3 должны быть как можно меньше, чтобы свести к минимуму рассеяние мощности в умножителе. Если, однако, ток /з очень мал, то трудно получить требуемую величину Кп- Практически приемлемые величины h лежат в диапазоне 0,1...2 мА. Если выбрать /з=1 мА, то Rx = RylO кОм. Однако это значение Rx и Ry только гарантирует, что входной сигнал 10 В не вызывет отключения входных усилителей. Во время выбросов входных сигналов эмиттерный ток может достигать нуля, и в усилителе будут возникать нелинейные искажения. Чтобы избежать этого, надо выбирать сопротивления Rx и Ry примерно на 50% больше рассчитанного выше значения, т. е. около 15 кОм. Если /Сп = 0,1, то R = KnhRxRy/2 И кОм. Схема требует трех значений напряжений питания: Ui (в точке подключения диодов), f/ и [/,Г- Для максимально допустимого входного сигнала ±10 В минимальное значение {/1 = 12 В, ас запасом [/i = 13,5 В. Требуемое положительное напряжение питания определяется из соотношения = Ui-\-KпUxmaxUymax/2-\--\-hRи4-2Bяi32 В, где увеличение напряжения на 2 В обеспечивает запас на нестабильность напряжения U. Отсюда находим требуемое сопротивление R{ = {U - иа~)/21зх9,25 кОм. Отрицательное напряжение питания выбирается так, чтобы при максимальном положительном входном напряжении разность потенциалов между входом и шиной Un не превышала максимально допустимую величину 30 В. Кроме того, f/rT должно быть по меньшей мере на 2 В меньше отрицательного входного напряжения - 10 В. Поэтому выбирается Un= -15 В. Токи /з и /i3 задаются резисторами, подключаемыми между выводами 3, 13 и землей. Сопротивления этих резисторов определяются из выражения Rt = ReliU - иэ.ъ)/1з\ ~ 0,5 кОм. Для получения токов /з, 1\з, равных 1 мА, У?7 = = 13,75 кОм. При объединенных выводах 3 и 13 достаточно одного резистора с сопротивлением 6,8 кОм. Параметры микросхем перемножителей во многом аналогичны Параметрам ОУ, за исключением некоторых точностных и динамических х'аракте истик (см. табл. ПЗ). Основным парамегром, характеризующим качество перемножителя, является погрешность перемножения. Вычисляемая в процентах от полного диапазона изменения входного напряжения, погрешность определяется как разность между фактическим и теоретическим значениями выходного напряжения перемножителя, предварительно настроенного на минимальную погрешность. Настройка микросхемы на минимальную погрешность перемножения (балансировка) заключается во взаимном уравновешивании статических составляющих погрешности, включающих смещения по входам Хи¥ (разбаланс входных каскадов), смещение на выходе (разбаланс выходного каскада) и погрешность масштабного коэффициента Кп- Погрешность перемножения в % определяется из выражения Дп=(t/вьш.ф -/(nt/xt/j/)X ХЮ, где [/вых.ф-фактическое выходное напряжение. Например, для К525ПС1 погрешность 1% при Ux=Uy=lO В соответствует напряжению 0,1 В. Основной составляющей погрешности перемножения является нелинейность перемножения, измеряемая по обоим входам X и Y. Эта погрешность определяется как половина от пикового значения амплитуды отклонения реального выходного напряжения от идеального в процентах к максимальному входному напряжению Мх(л)= = [/вых.ф-5, где [/вых.ф, В. Если на один вход перемножителя подается конечное напряжение, а напряжение на втором входе равно нулю, то [/вых = 0. В реальном перемножителе [/выхтО и его значение определяет остаточное напряжение Uqctx или UocTy- Динамические параметры микросхем перемножителей аналогичны ОУ. Основные отличия состоят в определении частотных характеристик. Полоса пропускания перемножителя измеряется при максимальном по амплитуде постоянном сигнале на одном входе и 10%-ном от этого сигнала синусоидальном напряжении на другом. При увеличении частоты синусоидального сигнала фиксируется значение частоты, когда вых = 0,7[/выхо, где [/выхо - выходное напряжение при низкой частоте. Таким образом определяется полоса пропускания на уровне 3 дБ спада выходного напряжения. Одновременно может быть измерена частота, при которой амплитуда выходного напряжения уменьшится на 1%. Эта частота называется граничной частотой амплитудной погрешности перемножителя. К динамическим параметрам перемножителей относят также частотные зависимости дифференциального смещения фаз входных сигналов и коэффициента нелинейных искажений выходного напряжения Кк- Дифференциальный сдвиг фаз входных сигналов характеризует перемножители, у которых в исходном состоянии разность фаз сигналов по входам А и У не равна нулю. Зависимость от частоты коэффициента нелинейных искажений [/вых для входов X к Y измеряют обычно с помощью анализатора нелинейных искажений. Как правило, оказывается справедливым соотношение Kx[y)l2Nxiy) [14]. 1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 38 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||