Главная » Книги и журналы

1 2 3 4 5 ... 38

равномерном законе его распределения, .

Q=- log2(6 + 6c). , .. . (1.6)

Подставляя (1.5) и (1.6) в (1.1), получаем выражение для пропускной способности ОУ с ОС

С,у=-log2(6 + 6c)/W (1Д)

Максимальное значение С, достигается при Ki = i и t/c,M = 0 (повторитель с отрегулированным напряжением смещения нуля). Величины Лв, А„ и С вычисленные для современных ОУ, ,{т. табл. П.1), определялись при б = 10~, где значения Ct для всехОУ близки к своим максимальным. Значения Ав рассчитывались при /вх.м = 10 В и при использовании всего диапазона допустимых входных сигналов большинства ОУ (для К153УД1, К140УД1 и К140УД5 Ubx.m - 5 В). Увеличение входного напряжения пропорционально увеличивает Лв и, следовательно, для сравнения ОУ достаточно определить их энергии Ав при каком-либО одном значении.

Устройства выборки и хранения. Этот тип УОАС можно рассматривать как модификацию ОУ на более высоком уровне функциональной интеграции. Обладая всеми функциональными возможностями ОУ (УВХ в режиме выборки), УВХ выполняют дополнительную функцию - хранение аналогового сигнала. Полезным результатом работы УВХ является количество информации о входном сообщении, которое содержится в выходном сигнале к моменту начала хранения. Относительно конечного результата работы режим выборки (установление с заданной точностью однозначной связи между входным и выходным сигналами) является паразитным , однако неизбежным вследствие несовершенства элементов и схемотехники УВХ. Именно поэтому основные параметры УВХ характеризуют режим выборки, а хранение описывают обычно только скоростью изменения хранимого сигнала, т. е.. скоростью потери полученной информации (см. гл. 8).

Статическую погрешность Дв выборки УВХ можно определить из выражения (1.4), а количество информации о вводном сигнале, получаемой на выходе УВХ в режиме выборки, из выражения

(1.6) при бс = Дв/Ь'вх = бв и t ,y = tB.

В режиме хранения за время часть выбранной информации Qb теряется из-за действия ошибки хранения Adt. Следовательно, суммарное количество информации, получаемой за один цикл работы УВХ (выборка и хранение), равно Q=:=Qb -ДС(Д,<)= = -log2(6 + 6B + 6x), где бх = Дх вх- При работе УВХ обычно выбирают t с таким расчетом, чтобы Дх<Дв. Поэтому предельные возможности УВХ полностью определяются его параметрами в режиме выборки. Поскольку характеристики ОУ и УВХ в режиме выборки совпадают, то для расчета времени выборки и пропу-

скной способности с, УВХ можно воспользоваться выражениями (1.5) и. (1.7), заменив бс на бв. Рассчитанные при аналогичных, принятых для ОУ, исходных данных значения С Ав и А„ для микросхем УВХ приведены в табл. П1.

Компараторы напряжения. Любое количество входной информации компаратор преобразует за время / .к в одно бинарное со-обпдение, определяемое на его выходе уровнями напряжений лог. О или лог. 1 в зависимости от того, больше или меньше входной сигнал Ubx опорного Uon (см. гл. 6). Погрешность преобразования входной информации компаратора определяется напряжением ошибки A,Y, выражение для которой аналогично (1.4) при Ки = 1 и использовании замены t/вых = t/ - t/°. При I t/вх -f/oni =£ош выходное напряжение равно логическому пороговому U x{U - -1/ )/2. Если разность t/в = f/вх - t/on лежит в диапазоне Ub< < I Еош I, то равновероятны оба состояния на выходе компаратора.

Пусть бинарным элементам Xi, Хч входного сообщения X соответствуют элементы у\, уч выходного сообщения К. Если уровни напряжений Х\, Х2 попадают в диапазон ±Еош или на вход компаратора воздействуют помехи, то однозначная связь между X w У нарушается. Наибольшая скорость передачи информации в бинарном канале достигается при равенстве вероятностей piijx/x) = р(уг/х\) = = Рл ошибочного приема входного сообщения X. В этом случае пропускную способность компаратора как бинарного канала можно определить из выражения С№=[(1 -p.,)iog2pj,+(l -Рл) log2(l -Рл)] п.к,. где числитель определяет количество информации Q, получаемой от компаратора. При РлО С( ->1/;п.к, при рл0,5 С, 0.

Величины Ав и А„ для компараторов рассчитаны в гл. 6, где показано, что в диапазоне t/B = 2 ... 15 мВ величина Ав слабо зависит от и в- Поэтому при расчетах Ав для компараторов, у которых значение <п.к нормируется при t/в = 5 мВ, можно воспользоваться выражением Лв = /вх(5мВ--f/cM)n.k- Рассчитанные величины Ав, An и Ct при Д7=100° С для основных типов компараторов приведены в табл. П1.

Информационно-энергетические показатели ЦАП и АЦП. Количество информации, получаемой от ЦАП (АЦП) при равномер ном законе распределения входной информации, равно их разрядности Л'. Величина Л' и время преобразования / входной информации в выходную у любого ЦАП (АЦП) являются нормированными параметрами (см. гл. 9 и 11). Поэтому величины Ct и А„ получаются непосредственной подстановкой в (1.1), (1.3) значений t, N и U , 1 для ЦАП (АЦП) без промежуточных (как в ОУ, компараторах и УВХ) вычислений. Что касается Ав, то в ЦАП этот показатель вырождается в суммарную энергию, затрачиваемую источником информации на переключение входных логических элементов (энергия переключения) ЦАП. В АЦП величина Лв определяется соответствующим типом входного узла (обычно ОУ, УВХ или компаратор), т. е. показателем качества

Рис. 1.1. Динамика улучшения информационно-энергетических показателей УОАС:

---чомпараторы; - --ОУ на

биполярных транзисторах;---ОУ с

полевыми транзисторами на входе;

о- устройства выборкн-храиеиия,

- д-ЦАП. выполненные по КМОП технологии, -х- ЦАП, выполненные по биполярной технологии, - АЦП

использованной на входе аналоговой микросхемы, а не АЦП. Значения Ct и А„, вычисленные для наиболее перспективных типов отечественных и зарубежных полупроводниковых ЦАП и АЦП, приведены в табл. П1.

Для х:овместного рассмотрения данные этой таблицы на все типы аналоговых и аналого-цифровых микросхем размещены по времени их разработки и представлены в виде графиков (рис. 1.1). Последние демонстрируют динамику совершенствования качества микросхем, выраженную в уменьшении их входной пороговой энергии и удельного энергопотребления. Из анализа рис. 1.1 можно Сделать следующее заключение. С момента начала разработок аналоговых микросхем увеличилась в 10 раз их чувствительность ко входной информации и уменьшились в 10 раз затраты энергии на ее получение. В. различных типах аналоговых микросхем в разное время достигаются одни и те же предельные значения пороговой энергии Ав.а== = 10~ Дж/бит и удельной энергоемкости Лп.п=10~® Дж/бит. Лучшие типы компараторов и ОУ достигли этих значений соответственно в 1973 и 1975 гг., и в последующих разработках наблюдались в основном вариации между потребляемой мощностью и быстродействием при неизменных А^ и An. Несмотря на непрерывные усилия разработчиков ОУ и компараторов их последующие успехи сводились к некоторому уменьшению погрешности преобразования Ал в основном за счет совершенствования технологии.

Наибольшее отставание значений Ав и А„ от их пределов, обеспечиваемых современным уровнем развития технологии УОАС, наблюдается в УВХ. По-видимому, это объясняется несовершенством традиционной схемотехники УВХ. Имея значения Ав и А„ значительно больше предельных, УВХ должны быть усовершенствованы (в основном схемотехнически), пока запас, обеспечиваемый технологией, не будет использован полностью. ,.-.>;

i970

1975

1980 1985 Годы

Значительный прогресс был достигнут в области разработок ЦАП и АЦП, у которых величины С, и Ап за 10 лет были улучшены более чем на порядок. В последних разработках преобразователей предельные значения А„ уже практически достигнуты.

Что касается одновременного значительного (более чем на порядок) уменьшения достигнутых значений А^.п и А„, в аналоговых микросхемах обпдего применения, то для этого пока нет видимых технологических и схемотехнических предпосылок. Вместе о тем предельно достижимое значение Ав, определяемое уровнем термодинамических флуктуации, равно 3,5-10 ° Дж/бит, и следовательно, проблема значительного уменьшения Ав.п ждет своего решения. По-видимому, это относится и к А„, .

Из сказанного можно сделать вывод, что основные типы аналоговых и аналого-цифровых микросхем общего применения к настоящему времени достигли предела совершенствования их параметров, определенного в основном возможностями базовой технологии их изготовления на основе кремния при традиционной схемотехнике. Вследствие этого, а также благодаря массовому применению этих микросхем в аппаратуре интенсифицировалось второе направление их развития - создание многофункциональных аналого-цифровых БИС (системы сбора данных К572ПВ4, аналоговые процессоры КМ1813ВЕ1). Именно в области проектирования и применения этих структур целесообразно видеть наиболее плодотворные перспективы развития УОАС. Переход к обобщенным информационно-энергетическим показателям качества УОАС, аналогичным принятым для цифровых микросхем и систем на их основе, позволяет перейти к синтезу оптимальных структур многофункциональных блоков из однотипных по параметрам аналоговых и цифровых микросхем, отличающихся только выполняемой функцией. То, что энергии Ав и А„ определяются всей совокупностью показателей точности, быстродействия и потребляемой мощности, позволяет использовать Ав и Аг, в качестве целевых функций при оптимизации структурных схем УОАС с целью достижения в них предельных сочетаний точности, быстродействия и потребляемой мощности для современного уровня развития микроэлектроники.

ГЛАВА 2.

ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Операционные усилители относятся к универсальным усилительным элементам, которые в первые годы их создания предназначались для выполнения математических операций над аналоговыми сигналами в аналоговых вычислительных машинах. Первые ОУ представляли собой громоздкие блоки электронной аппаратуры, построенные на лампах. В настоящее время ОУ - это микросхема, параметры которой значительно лучше, чем лампо-

вого аналога, а цена значительно меньше. Благодаря этому из специализированных блоков ОУ превратились в универсальный компонент, занимающий доминирующее положение в аналоговых микроэлектронных системах.

Под ОУ в настоящее время понимается усилитель с дифференциальным высокоомным входом, одним низкоомным выходом и бесконечно большим коэффициентом усиления. Современные ОУ работают в диапазоне частот от нуля до десятков мегагерц. Направление прохождения сигнала со входа на выход ОУ видно из его символического обозначения, имеющего форму треугольника. Вход, обозначенный плюсом, называется неинвертирующим, минусом - инвертирующим. Обычно на ОУ подают положительное и отрицательное напряжения питания, а общий провод схемы гальванически соединен внутри ОУ с одним из его входов. В дополнение к пяти перечисленным выводам в некоторых типах ОУ предусмотрены выводы для подключения цепей коррекции частотной характеристики и установки нуля выходного напряжения. ОУ чрезвычайно чувствителен к разности напряжений, подаваемых между его инвертирующим и неинвертирующим входами (дифференциальное входное напряжение), и нечувствителен к изменениям напряжений, подаваемых на оба входа и одинаковых по абсолютной величине и' полярности (синфазное входное напряжение) .

Современные ОУ имеют сравнительно сложную схемотехнику, основанную на достижениях полупроводниковой технологии [8]. Однако, как показывает опыт, разработчику электронной аппаратуры не обязательно знать все тонкости схемотехники и технологии изготовления ОУ. Вместе с тем, не зная общих принципов их построения и современной номенклатуры, трудно ожидать создания надежной электронной аппаратуры с предельным сочетанием точности, быстродействия и потребляемой мощности. Поэтому в этой главе дается общее представление о структуре основных типов ОУ, их основных параметрах и особенностях применения.

2.1. МИКРОСХЕМОТЕХНИКА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Особенности схемотехнических решений, используемых для построения ОУ, обусловлены следующими ограничениями в технологии изготовления микросхем: большими разбросами абсолютных значений параметров элементов, микронными размерами элементов, трудностью технологической совместимости различных активных элементов, отсутствием индуктивности среди элементов микросхем. В микросхемах выгодно применять активные элементы вместо пассивных, занимающих большую площадь кристаллов. Элементы, расположенные на кристалле рядом, имеют практически одинаковые параметры. Разработчики ОУ проектируют их таким образом, чтобы в максимальной степени и

преимущества полупроводниковой технологии и свести к минимуму влияние ограничений, накладываемых этой технологией.

Основным схемотехническим узлом аналоговых микросхем является дифференциальный усилитель (ДУ). Симметрия ДУ (рис. 2.1, а) относительно генератора постоянного тока /г делает его схему идеальной для применения в ОУ, так как ДУ усиливает рассогласование между параметрами элементов плеч VTI, R\ и VT2, R\. Вследствие этого ДУ часто называют балансным или разностным (усилитель разницы между двумя сигналами, поданными на вход ДУ). Если [/bxi = Ldjs, т. е. изменения входных сигналов совпадают по фазе и одинаковы по амплитуде, то токи в плечах ДУ постоянны, равны и fsuxi = вых2= t/n -/r?i/2. ДУ тем лучше, чем меньшее изменение At/ebix.c= 1/вых1 - f вых2 вызывает изменение I/bxi (1/вх1 = .==вх2)- В реальном ДУ из-за разбаланса плеч, т. е. разброса параметров резисторов и транзисторов, а также конечного значения выходного сопротивления генератора тока /г, при 6вх.с=вх1 = 1/вх2 имеем АС/вахфО. Отношение АС/вы.с/иш.с называется ксффициентом усиления синфазного сигнала.

Если 1/вх1 -1/вх2 = 1/вх.д=70, Т. е. На вход ДУ подано дифференциальное напря->1ение 1/вх.я, то происходит перераспределение токов между плечами каскада, но сумма токов /i+/2 = /r остается постоянной. Учитывая, что I\=Ii(Qi:xp{U/(pr), а /2 = /обхр(6э.£2/Фт)> где /о - тепловой ток обратносмещенного эмиттерно-базового перехода; фтЛгТК/И 600 В-температурный потенциал, получаем

/,=/г/[1+ехр(-{;вх.д/фт)] и /2=/г/11+ехр(1;вх.д/фО]- Здесь /вх.д=э.Б1-/э,Б2-Зависимости токов h и /j от б/вхд показаны на рис. 2.1, б.

Крутизна ДУ, а следовательно, и его коэффициент усиления достигают максимального значения при 6вх.д=0, т. е. при очень малых входных сигналах. В этом нетрудно убедиться, определив производную dIr/dU 8х.д И прирэвняв ее нулю.

Максимальное значение крутизны ДУ S=dIr/dU вхл ДЛЯ дифференциального выхода равно /г/2ф1. Следовательно, Kii - SRi=IrR\/2(p-r. Из рис. 2.1,6 видно, что в ДУ значение S близко к максимальному при I t/bx.fll = л^2фт, а уже при 1/вх.д1>4фт усиление 1/вх.д практически отсутствует, так как в этом случае пере распределения токов в плечах практически ие происходит. Как внднр из выражения для Кц, его можно увеличить, увеличив ток /г и сопротивление нагрузки. Однако в первом случае увеличивается входной ток ДУ /вх = /г/2/г2,э. где AgiS-коэффи циент передачи базового тока транзистора, что нежелательно, так как уменьшается

. .

I-~Г-

6о1Х 1

А z\-l/,

VT1 VT2

бх

,1. Рис. 2.1. Схема дифференциального усилителя (а) и его вольт-амперная характеристика (б)

Рис. 2.2. Схемы отражателя (a) и генератора (б) тока

сдВ

/г

Рис. 2.3. Схемы смещения постоянного напряжения на стабилитроне (а) и резисторе (б)

входное сопротивление ДУ. Во втором случае увеличивается площадь резисторов на кристалле и возрастает требуемое напряжение питания vt сохранения активного режима работы транзисторов VT\, VT2, что также недопустимо. Решением проблемы является замена резисторной нагрузки транзисторной. Простейшая схема транзисторной нагрузки показана на рис. 2.2, а. Эту схему называют отражателем тока, или токовым зеркалом. Ток в отражателе задается по цепи транзистора УТц. Если транзисторы идентичны, а h.2i3->-oo, то справедливо равенство иэ.ЪА = = фИп(/, к.о)=э.б£ = Фтп(Ь к.о). где Сэ.БЛ и б'э.ББ - соответственно падения напряжения на эмиттерно-базовых переходах транзисторов VT и VTg. Очевидно, что записанное равенство справедливо при Структура ДУ с активной транзисторной нагрузкой, подключаемой в точках А к Б схемы на рис. 2.2, а вместо резисторов, является основой в ОУ.

Для задания тока I, в.-ДУ используются транзисторные генераторы тока (ГТ). Одна из наиболее распространенных в аналоговых микросхемах структура ГТ показана на рис. 2.2, б. По существу, это модифицированная схема отражателя тока, в которой транзистор VT заменен резистором R, а VT2 включен в цепь ОС. В{.1ходом ГТ является коллектор транзистора VT2, ток через который l2=U-ylR, где [/э Б1 =Фтп (Дк о)- Выходное сопротивление такого ГТ изменяется от 5-10 до 10 кОм в зависимости от значения /г и параметров транзисторов.

Дифференциальные усилители используют на входе ОУ. В качестве промежуточных усилительных каскадов применяют либо ДУ, либо усилители, выполнен ные на транзисторе с общим эмиттером. Нагрузкой такого транзисторного усилителя, как правило, является ГТ с большим выходным сопротивлением.

Для согласования уровней выходных сигналов ДУ с напряжениями смещения иа входах промежуточного усилителя в аналоговых микросхемах используют схемы сдвига уровня, выполненные на базе эмиттерных повторителей (рис. 2.3); Схема на рис. 2.3, а обеспечивает сдвиг уровня равный [/ п = t/э.Б + ст- где U ~ падение напряжения на стибилитроне. В схеме на рис. 2.3,6 tcflB =э.Б+ г^ и может регулироваться изменением R или 1,. Недостатками этой схемы являются большее, чем у первой,выходное сопротивление, равное ft, и меньшее быстродействие. Первая схема сдвига уровня обеспечивает низкое выходное сопротивление,

равное примерно 2фт г. и часто применяется в качестве промежуточного каскада.

Успехи полупроводниковой технологии заметно ослабили действие инерционности носителей заряда на быстродействие транзисторов микросхем. Это позволяет при оценке предельного быстродействия интегральных ДУ пренебрегать ттроцессами, связанными с перераспределением неосновных носителей в транзисторах, и рассматривать процесс их переключения в виде перезаряда паразитных емкостей (включая барьерные емкости р-п переходов, диффузионных резисторов и др.). В некоторых типах аналоговых микросхем (компараторах) стремятся технологическими или схемотехническими средствами устранить влияние насыщения транзисторов на быстродействие ДУ. Тогда при оценке предельного быстродействия ДУ целесообразно считать, что транзисторы ДУ не выходят из активного режима работы. При таких исходных данных ниже определены соотношения между параметрами Элементов, трком и входным сигналом ДУ, обеспечивающие получение минимумов энергий Л в и А„ (см. гл. 1) в ДУ на биполярных транзисторах и полевых с р-п переходом.

После подачи на вход ДУ (рис. 2.1, а) идеального перепада дифференциального напряжения Ui изменение коллекторных (стоковых) токов вначале будем считать также идеальным перепадом, действующим в нагрузке ДУ. Инерционность транзистора, обусловленную конечным значением постоянной времени эмиттерной (стоковой) цепи т„ (.t =I... 3 не для транзисторов, используемых в современных микросхемах), учтем далее при расчетах полного времени переключения ДУ. Тогда быстродействие ДУ как время t переключения дифференциального выходного напряжения от исходного значения до требуемого U7 можно рассчитать из уравнения [31]

[Uo+KIrR,/2-Khfi, (1 -ехр (< /?С.))] - [Uo-KIrR,/2 +

+ KlrR, (1 -exp(-< / iC.))] = -U (2.1)

где Uo - исходное дифференциальное напряжение на выходе ДУ, Ci - емкость конденсатора, действующего на каждом выходе ДУ, U = 2(fr для ДУ на биполярных транзисторах, t/j, = 0,2 - 1 В для ДУ на полевых транзисторах, K = ih{U\/U ) - в ДУ на биполярных транзисторах, К= UUi/[Ujt - (Ui/2f] - в ДУ на палевых транзисторах.

Из (2.1) получим значение t , справедливое для безынерционных транзисторов, работающих в активной области (без насыщения): <n = ?iCiln [0,5 {I - U7/KI\R\)]~.

Полезная мощность Р^п, затрачиваемая источником дифференциального входного сигнала для обеспечения только тока входной цепи ДУ, Явх.п =(/ .! +Д/вх) X X(Ui + i/c ), где / X - суммарный ток, протекающий во входных цепях ДУ, Д/вх - приращение /вх при воздействии Ui.

Учитывая, что для ДУ на биполярных транзисторах Д/вх = K/r i2i3. получаем PBx.n = /i(l + A[)(t/i + t/cM) z2iS. Полная мощность Явх сигнала на входе ДУ в течение его переключения всегда больше Рвх.п вследствие действия входной емкости ДУ. Однако целью является оптимизация параметров ДУ, принятых у1ля характеристики его качества, в число которых не входит динамическая составляющая входного тока. Вместе с тем полная энергия входного сигнала ДУ могла бы стать важной характеристикой при его применении. Полезная энергия А„ затрачиваемая

на входе ДУ в течение переключения его выходного напряжения от исходного- значения Uo до требуемого для управления нагрузкой (например, вторым ДУ),.

Лв=Рвх.п^ =(Рвх. ,){Л,/.С, \n[0.5(\-U2/KhR,)]-). (2.2)

Заменив KIrR\/U2== N, нетрудно рассчитать, что выражение в фигурных скобках, равное hU, имеет минимум при N=1, 7. Значение этого минимума

(/г<п)г,ш 2,7(/2С, С. (2.3)

Существование минимума можно объяснить тем, что при заданном Ui и некотором малом Кц не достигается требуемое (/г, т. е. можно считать, что требуемое Ц- со. При увеличении Кц растет исходное дифференциальное выходное напряжение Uo и оо. Следовательно, при N=1,7 время Л, в энергия Ав достигают своих минимумов, равных соответственно min=2,7 (/2Ci/A7r, Лв тш=/вх. п^п mm- , г

Подставляя в Ав значения Рвх. п, в которых (/вх выражено через К, а К через коэффициент усиления ДУ {Ku = ItRi/V ) , и учитывая, что N=1,7, получаем

Ав /71Ш =

1Э

([y.+ l,2iCt/f/.)((/cM + (/.ln-b±g), . (2.4)

Здесь первое выражение справедливо для ДУ на биполярных транзисторах, а второе - на полевых. Эти выражения определяют минимально допустимые значения произведения Ibx{U,-\-и^,) t , где Ui=2U при U,2Uj так как'/(я;1 при U,>2Uj, для ДУ, изготовленных по технологии, обеспечивающей определенные значения Ci, (/см, и„ и /121Э при заданных Кц, (/г и /г. ,

Например, пусть ДУ на биполярных транзисторах изготавливается по обычной технологии, использующей изоляцию элементов р-п переходом, т. е. /1213= ЮО, Ci = = 5 пФ, (/с„=5 мВ, и предназначен для работы на аналогичный ДУ, т. е. (/2 = 2фт. Если потребовать, чтобы такой ДУ имел /Су = 10 (подставив эти значения в выражение (2.4), получим Ав 6-10 * Дж) и /в> = 2 мкА, то независимо от Ubx. д> 2фт время <гтшя;Лвтт в ((/1--(/см)~4 НС (полнос врсмя персключения t min+Ta = 5 ,.- 7 не) и увеличивается при (/1<2фт. Следовательно, Ав mm определяет границы, правомерности исходных требований к параметрам ДУ при известной технологии изготовления.

Возвращаясь к (2.2), видим, что выражение в фигурных скобках, умноженное на напряжение питания ДУ, определяет энергию А„, отбираемую ДУ от источника питания за время t . Следовательно, равенство Л/=1,7 является и условием минимума Лп. Выражение (2.3), умноженное на U , определяет минимально достижимую величину A = U Irt в ДУ обоих типов, равную

Л„ =(/ /,<,я5,4(/ /СуС,(/л. (2-6)

Поскольку в ДУ на биполярных транзисторах величина U на порядок меньше, чем в современных ДУ на полевых транзисторах, то из (2.6) следует, что во столько же раз большее быстродействие могут обеспечить первые ДУ при равных значениях потребляемой мощности. .. г

VT?]

raj-

Рис. 2.4. Типовая схема

17Г+ОУ:

ID / - дифференциальный усн-j литель; 2 - промежуточный уси-, литель; 3 - выходной повтори-

в основу современных ОУ положена трехкаскадная структура (рис. 2.4) с ДУ на входе. Для увеличения входного сопротивления промежуточного каскада (транзисторы VT6, VT11) на его входе включен эмиттерный повторитель на транзисторе VT5. Выходной каскад с низким выходным сопротивлением и защитой от короткого замыкания образуют транзисторы VT7- VTIO. На рис. 2.4 приведена упрощенная схема ОУ. Реальные схемы усилителя отличаются друг от друга схемами каскадов, технологией их изготовления и вследствие этого параметрами. В большинстве случаев для понимания особенностей применения ОУ в аппаратуре достаточно иметь представление о работе приведенной схемы.

Коэффициент усиления ОУ равен произведению коэффициентов усиления ДУ и промежуточного усилителя. Коэффициент усиления входного ДУ равен произведению его крутизны 5=/1/фт на сопротивление нагрузки /? 1 = /?вых1/?вх2, где /?вых1 =/к2II/- 4 - выходное сопротивление ДУ; /?вх2 = Л21э(э5 + /г21э'эб) - входное сопротивление промежуточного усилителя. Здесь через Гк обозначено сопротивление обратносмещенного перехода коллектор - база соответствующего транзистора, а через Лэ - сопротивление открытого перехода эмиттер - база.

Коэффициент усиления промежуточного усилителя равен произведению его крутизны 1 /{Гэе, +Гзъ/к2\э) на сопротивление его нагрузки к^хэНк, где /?и - сопротивление нагрузки на выходе ОУ. Таким образом, коэффициент усиления ОУ при низкочастотном входном сигнале /([/ = /1/г21э^и/фт(1+/?Bx2 ?BbKi)- При выводе этой формулы предполагалось, что Ri> 1г21эГзб, /г21э^и<С'кбк11 и токи через VTS и VT4 одинаковы. При типовых для ОУ К153УД6 или К140УД7 значениях /i = 10 мкА, /2 = 300 мкА, /1213=100, / =1 МОм и /?н = 2 кОм получим Кцх5-10. Фактическое же Кц в этой схеме ОУ в 2 ... 3 раза меньше из-за действия внутренней цепи температурной ОС.

1 2 3 4 5 ... 38