Теория строительства от Светланы Ельновой

Главная » Книги и журналы

1 ... 16 17 18 19 20 21 22 ... 24

- -

\h2ieo\fhfe ii, ЛО крайней мере, равно граничной частоте

транаистора (transit frequency)

Гт= Л21в(/) /= A2ieo/V (14.34)

Частота /г имеет то метрологическое преимущество, что путем измерения иа любой (соответствующей неравенству f > б/л/,) частоте можно определить граничную частоту /i, которая тесио связана с частотой fhfb.

При дальнейшем повышении частоты модуль /i2ie, наконец, достигает единицы. Соответствующая /i частота (frequency unity current transferratio) может быть рассчитана для бездрейфового транзистора из соотношения

(О

(14.35)

Таким образом, нормировочная частота оказывается непосредственно измеряемой частотой и, кстати, очень удобной для измерений. Целесообразность введения в рассмотрение этой частоты обусловливается также и тем, что частоты fl и fr оказываются совпадающими при выполнении предположения о падении /i2ie на 6 дБ на октаву. Отметим, что для коэффициента переноса р на частоте fl можно получить довольно интересное соотношение, а если речь идет о частоте /i для внешнего транзистора, то и для /z2i6- Оказывается, что почти независимо от вида частотной характеристики условие

Р(Л'11Ь) для \h\ie\=l.

Re (8)

Ке(/г' ь)

I т

(14.36)

выполняется при любых значениях мнимой части. Благодаря этому граничную частоту f\ можно легко определить графическим путем из годографа функции (рис. 14.2).

Для граничных частот дрейфового транзистора и 1др мо-

гут быть получены лишь приближенные соотношения и, в частности.

весьма распространенное

2100

2/и - 1 -f exp {-2m)

(14.37)

в основе которого лежит предположение о выполнении иеравеиства 386

При наличии сильного дрейфового поля частоты /1др и fi пропорциональны

flflP= /lm, (14.-38)

поэтому для fiflp должно. было бы опять выполняться условие

Ке(Я'2,ь)

Так как первое соотношение выполняется довольно хорошо (рис. 14.2), уравнение для коэффициента ftaie для дрейфового транзистора можно считать выполненным, если

/л/едр= (1-аодр)/1др.

(14.39)

Так как, с другой стороны, /1др существенно отличается от /л/ьдр, то вследствие влияния сильного дрейфового поля другое соотношение, часто используемое для бездрейфового транзистора,

/л/в= (I-ао)Гл/ь,

(14.40)

для дрейфового уже несправедливо. Соотношение между ,/ и f\fb можно вывести исходя из /i, если считать, что fisn изменяется в соответствии с уравнением (16.9), а заменяется иа </лдр.

Отсюда следует выражение граничной частоты jhiejw дрейфового транзистора:

одр

FhibAV

(14.41)

(1 .22

90 -[-

0,22-f и,18 г

На рис. 14.10 представлены зависимосш от дрейфового фактора частот ihfbx) и /lAp, нор.мированных к частоте /ь также их отношение. Наиболее сильное в.шиние оказывает дрейфовое иоле

на fhfb-

Влияние емкостей Cs, сс и ссь- Так же, как и граничная частота /д/б, характеристические частоты для схемы с общим эмиттером зависят от емкостей ces и сс. Сопротивление базы гь вообще не входит в соотношения для граничных частот при аренебрежении ссь или оказывает довольно слабое влияние на ни-х при учете ссъ-При учете емкостей сс и ссь получается выражение для коэффициента усиления по току Л21е, имеющее несколько иной вид частотной зависимости:

1 - /(ОТ

+ 1 + 14

(14.42)

причем постоянные времени ti и Гг учитывают влияние дополнительных элементов:

С 4- С. 4- С

(14,43)

До тех пор пока играют роль процессы переноса в области базы транзистора, справедливо

г о

В зависимости от величины ti н Тг характеристические частоты изменяются, в частности, fi и fr уже не совпадают, а закон уменьшения модуля /i2ie па G дБ на октаву выполняется уже в более узком диапазоне. Отношение постоянных времени Т]/Г2 в первую

Рнс. 14.10. Зависимость граничных частот / /?.др и /1ДР от фа1:тора дрейфа 2т. Нормировочная частота (Oi -2Z)pU-;

очсредь зависит от коффнцнонта переноса и емкостей. Для транзисторов с низкими гриннчиыми частотами (здесь имеются в виду транзисторы с граничными частотами до 10 МГц) разность (1-ао) очень мала и С,>Сс, так что ti пренебрежимо мало по сравнению с Т2. Закон изменения 6 дБ на октаву выполняется во всем рабочем диапазоне, а граничные частоты определяются из соотношений

l i олс 4-с,-f с,ь)

1 Т2

(14.44)

для дрейфовых и, прежде Ёсего, мезй-транзйеторой с йх малыми диффузионными емкостями эмиттера необходимо учитывать Ti. Это приводит к увеличению граничной частоты гл/е:

2 Л

Частота fj, определяемая при этом следующим образом:

(14.45)

(14.46)

зависит от частоты, на которой ведутся измерения. Наконец, частота fl (рис. 14.1) возрастает:

(14.47)

Так как Тг содержит зарядную емкость коллектора, то скорректированное значение частоты U определяется условием

2*10 (е -f- С^ъ -f Сс)

(14.48)

Если пренебречь последним слагаемым в (14.48), то легко сделать вывод, что }\ имеет в отиошении зависимости от тока эмиттера ту же тенденцшо, что и }п;ь. В частности, иа графике, но-cipoGHHOM в координатах l i от I/Ie, наблюдается ярко выраженный минимум (рнс. 14.0).

Что касается зависимости fj от напряжения на коллскто1)е (/£: = const), то поскольку при малых напряжениях зарядная емкость коллектора быстро возрастает, то /i уменьшается. По мере роста нанряження на коллекторе в конце концов устанавливается приблизительно (Постоянное значение частоты ji, так как Сс становится значительно меньше но сравнению с Ces-

14,3. Граничная частота крутизны

Введенные выше граничные частоты имеют тот недостаток, что в них недостаточно учтена роль сопротивления базы, оказывающего существенное влияние на усиление мощности. В этом отношении крутизна Sa значительно сильнее зависит от гь, что заставляет ввести в рассмотрение граничную частоту крутизны fs, на которой

модуль Sa (для схемы с общей базой или с общим эмиттером) падает до 0,707 своего низкочастотного значения

(14.49)

Граничная частота cos внутренней крутизны 5г связана с постоянной времени пролета

(14.50)

Она составляет /s=3-T-4fi для бездрейфового транзи стора. Для внешнего транзистора можно ввести выра жение для крутизны

- У21Ь

(1 (1 +/СО/Ш,)

откуда следует

- (со 2

4 5

(14.51)

При этом введена нормировочная частота

(14.52)

которая непосредственно связана с сопротивлением базы. Так как для бездрейфового транзистора обычно выполняется условие /s>/i, то оказывается, что jsft- Граничная частота крутизны лежит между частотами fhfe и fiifb как для дрейфового, так и бездрейфового транзистора, хотя иногда для дрейфового транзистора наблюдаются аномальные значения.

14.4. Постоянные времени транзистора

В некоторых случаях интересуются не граничными частотами, а постоянными времени, которые легче рассчитать, и, в частности, постоянной времени эмиттер - коллектор Тес (transit time). Соответственно различным факторам, действующим на носители заряда в областях пространственных зарядов и в базе, постоянная времени Тес складывается из нескольких составляющих;

Tes + Т

Тс/-с

(14.53)

Xes-CesUrllE - постоянная врсмени перезарядки

эмиттерной зарядной емкости;

te= Wfn2Dp - постоянная времени базы, пролетное время (л=1ч-1б);

Хсс= Wsc/2v\\m - Время пролета через запирающий слой коллектора;

Хсгс-Ссг'сс - постоянная времени перезарядки коллекторной зарядной емкости.

Чтобы оценить влияние отдельных составляющих, следует указать порядок их величины. Постоянная времени перезарядки эмиттерной зарядной емкости

Се.и

(14.54)

непосредственно связана с диффузионным сопротивле нием эмиттера и эмиттерной зарядной емкостью, кото рая лри смещении эмиттера в прямом направлении уве личивается и по порядку величины равна

мкФ

.Максимальная плотность тока, которая ограничивается движением носителей через запирающий слой коллектора Sir = Scgv]iu\NAc, может быть выбрана примерно ной 100 А/см и таким образом

Пролетное время носителей через базу при W=\0 мкм и D7j = 44 см/с (п = 1) составляет

Те=-1,Ы0- С,

а при W=\ мкм (величина, достижимая с помощью диффузионной технологии) оно уменьшается на два порядка. Постоянная времени пролета носителей через запирающий слой коллектора Тсо при Уит = 6-10 см/с и толЩ]ше запирающего слоя 10 мкм составляет

Тсс = 0,8- 10-1 с.

Таким образом, время пролета через ба-зу при толщине базы порядка 10 мкм (величина, достижимая с помощью сплавной технологии) и больших токах эмиттера определяет общую постоянную времени эмиттер - коллектор. Наличие дрейфового поля (при этом п возрастает до 6) уменьшает пролетное время на порядок. Кроме того, при применении диффузионной технологии толщина базы мо-

жет быть уменьшена до 1 мкм. При этом пролетное время через базу становится по порядку величины равным Гсс и даже меньше (при наличии встроенного дрейфового поля). Уменьшение же ширины коллекторного запирающего слоя не всегда приемлемо, поскольку при этом

уменьшается пробивное напряжение и возрастает зарядная емкость коллектора.

Особое прикладное и технологическое значение имеют постоянные времени базы и коллектора, так как обе существенно зависят от технологических и геометрических параметров, которые чаще всего выбираются таким образом, чтобы обеспечить высокое значение максимальной частоты генерации /макс (см. § 14.5).

Если представить, что носители заряда в базе движутся со скоростью v и создают ток SE=qpv, то время те можно понимать как отношение накопленпого в базе заряда к току эмиттера:

р (х) dx

(14.55)

Для однородно легированной базы получают

U72 1

(О

(14.56а)

а для неоднородной базы с экспоненциальным законом распределения концентрации при.меси:

2т ~ 1 +ехр(-2;п)

(О

Ш7 14.566)

где фактор п учитывает вид профиля распределения концентрации.

Решение задачи об оптимальном профиле распределения концентрации с целью получения минимального времени пролета через базу показывает, что таким профилем является экспоненциальное распределение концентрации, что может быть практически осуществлено с помощью программированной диффузии.

Для учета условий большого тока эмиттера и наличия высокоомной области коллектора необходима модификация уравнений (14.56а), так как в этих случаях происходит увеличение толщины базы на величину ДИ, зависящую от тока эмиттера. Если заменить не очень точное выражение pwO (оно приводит к неправильному представлению о том, что поскольку Sp = qVppw, то должна

иметься бесконечно большая скорость движения носителей заряда) более правильным граничным значением

ТО выражение для времени пролета базы приобретает вид

(W + AWy , W + AW

(14.57)

В современных высокочастотных транзисторах, а именно таких, в которых коллектор высокоомный, а концентрация примеси у коллектора изменяется весьма плавно, время пролета через коллекторный запирающий слой может быть больше, чем пролетное время через базу. Поскольку наведенный заряд, обусловленный движущимися в течение Wsc/vx носителями через запирающий слой коллектора, наполовину притягивается из коллектора и наполовину из базы, то время пролета

через коллектор равно хсс= °Р

рость vx еще не достигла значения tiim. Стремясь сократить время Тсс увеличивают дрейфовое поле в коллекторном запирающем слое (это связано с необходимостью работать при малых коллекторных напряжениях, поскольку пробивное папряжение в таких переходах мало), чтобы достигнуть предельной скорости vum-

По мере роста плотности тока ширина запирающего слоя коллектора уменьшается, а ширина базы увеличивается. При этом пролетное время через коллектор падает. Часть фиксированного пространственного заряда нейтрализуется зарядом подвижных носителей, дрейфующих через запирающий слой. Критическая плотность тока, начиная с которой следует считаться с такими модификациями, составляет для сплавных транзисторов

Наконец, постоянная тора

времени перезарядки коллек-

с'с

(14.58)

где pc - удельное сопротивление материала коллектора. Величина tc/c зависит от 1рс и Wsc а также от плотно-

I г

СТИ toKa. К тому же й-ри больших йоЛйх вследстййе уменьшения подвижности увеличивается удельное сопротивление Рс.

14.5. Усиление транзистором мощности. Максимальная частота генерации

В гл. 10 приведены общие соотношения для коэффициента усиления по мощности четырехполюсника. Низкочастотное значение Uope транзистора в схеме с общим эмиттером определяется соотношением

оре

(K-rbg.A-VrbK-f - (2 +

(14.59)

Величина Уоре сильно зависит от 5го, которая, в свою очередь, так же, как и аое, сильно зависит от тока. Максимальное значение uope достигается в точке, где выполняется условие

ОПТ

Eowl

~1к

/gtr<oe

(14.60)

при предположении о неизменном значении коэффициента усиления по току а^е.

Из максимального значения

оре

(14.61)

ясно следует, что сопротивление базы снижает коэффициент усиления по мощности транзистора в схеме с общим эмиттером.

Максимум коэффициента v-p существует и для схемы с общей базой (примерно при том же самом токе эмиттера), максимальное значение коэффициента усиления по мощности при гь = 0 равно

(14.62)

орЬ

Перевод данного параграфа ном ввде. - Прим. перее.

4 k

монографин дается в сокращен-

(Г

Зависимость коэффициента усиления пЬ мощности от частоты следует учитывать, начиная с частоты f>fc, так как .при этом возрастает 22в, а для частот f>fe возрастает также и gue, в то время как крутизна все еще остается постоянной. Только на частотах ffs в выражение для Vop входит также и граничная частота крутизны, что приводит к более быстрому уменьшению Vop, чем по закону f. Считают, что Vop падает по закону (где rt=2-f-4). Только на частотах, когда f fs, при которых транзистор уже едва ли может быть использован как усилитель, частотная зависимость Vope становится квадратичной;

(14.63)

Vope

4гьС.со2

Что касается зависимости Vope от тока эмиттера, то, как видно из рис. 14.11, имеющийся максимум этой зависимости для низкочастотной кривой быстро сдвигается в область меньших токов с ростом частоты и в конце концов вообще исчезает. Коэффициенты усиления по мощности для схемы с общей базой и с общим эмиттером непосредственно связаны друг с другом:

К1 lb

(14.64)

Отсюда следует, что на низких частотах эти коэффициенты усиления отличаются в аов раз. На более высоких частотах, в частности, при выполнении условия ffsfu функция ф^1 и оба коэффициента усиления по мощности совпадают. Переход от горизонтального участка графика зависимости Vopb=f{f) к падающему происходит для коэффи циента Vopb при более высоких частотах, чем для коэффициента Vopc (рис. 14,12).

Область нестабильности. Максимальная частота генерации. Если определяется зависимость от частоты максимального коэффициента усиления по мощности

макс не нейтрализованного транзистора [уравнение (10.43)], то получается график зависимости, представленный на рис. 14.12. Существуют две частоты, /oi и fo2, между которыми транзистор может быть нестабильным, т. е. выполняется условие нестабильности (10.37) и поэтому не может быть никакого согласования по активной мощности. Обе частоты foi и /02 определяются из условия (10.37) и могут быть рассчитаны по крайней

мере численным методом при известной частотной зависимости элементов gik и bik. Нижняя частота foi лежит в области низких частот и определяется соотношением

(О

1122 (1122 -1221)

te2l12-1221)-4,1а21221

(14.65)

оценка показывает, что

(О

2(0,

(14.66)

макс /

W000

0,02 0,05 0,1 0,2 0,5 1 2

Piic. 14.11. Зависимость номинального коэффициента усиления по мощности Upa макс1 ОТ

тока эмиттера repNtanHCBoro бездрейфового транзистора ОС&70 (~UcEm.

0,010,02 0,03 0,1 0,2 0,5 1

2 5 10 f,Mru,

Рис. 14.12. Зависимость от частоты номинального коэффициента

>СНЛС!!НЯ по мощности Ура макг!

для германиевого бездрейфового транзистора, включенного по схеме с обшей базой и по схеме с общим эмиттером (ОС870, /- = = \ мА, (-Ус-4 В)).

На частотах /01 н транзистор при отсутствии нейтрализации самовозбуждается.

Расчет верхней граничной частоты /оз затруднен. Приближенная же оценка показывает, что верхними границами для схемы с общей базой и для схемы с общим эмиттером являются частоты

(14.67)

Эти выражения (с точностью до коэффициентов 1-(1/4) остаются справедливыми и для дрейфового транзистора в схеме с общим эмиттером.

В то время как на частотах ifoi и /ог возбуждение наступает самопроизвольно, частота, на которой транзистор может быть использован для генерации колебаний в схемах, значительно выше. Согласно формуле Барк-хаузена kv-\ {k\) самовозбуждение возможно толь-

ко тогда, когда максимальный коэффициент усиления по мощности достигает значения 1. Отсюда сразу следует определение максимальной частоты генерации для бездрейфового транзистора:

(14.68)

независимо от схемы включения.

Максимальная частота генерации /макс зависит от частоты fi (которая в неявном виде содержит емкость Ccs) и постоянной времени коллектора т'с, откуда следуют определенные требования к конструкции в отношении размеров и материала.

Как показывает опыт, /маь-с для бездрейфовых транзисторов в 2 - 8 раз больше /1. Для дрейфовых транзисторов, имеющих сильное дрейфовое поле и работающих при больших токах эмиттера, уравнение (14.68) останется справедливым, но численный коэффициент будет несколько меньше.

Общее выражение, которое учитывает также время пролета через запирающий слой коллектора, имеет вид

16-4.X

(14.69)

Оно позволяет сделать выводы о некоторых физико-технических параметрах. Максимальная частота /макс, полученная из выражения для коэффициента усиления по мощности, только частично отвечает на вопрос, в какой мере транзистор, рассматриваемый как прибор, вообще может быть применен для генерации колебаний, так как коэффициент усиления по мощности предполагает состояние согласованности. В этом отиошении более жесткий критерий устанавливает /-функция. Транзистор является активным элементом, т. е. генерация колебаний возможна, если U>1.

Простая эквивалентная схема замещения для высоких частот, которая содержит важнейшие элементы

{У^ Гь, Сс и аь), показана на рис. 14.13. Для нее можно получить выражение для /-функции:


4-ь( оС.) г„-(соСе)->		- AGiCetru I

Рис. 14.13. Простая эквивалентная схема замещения транзистора для области частот f>fi для определения максимальной частоты генерации.

(14.70)

которое упрощается при предположении г^, -0. Ces = 0:

4Гъ<йс, Im (а^)

(14.71)

Простая

аппроксимация частотной зависимости в фор-

1 + я .

(14.72)

приводит к уравнению

(14.73)

откуда при условии u=\ .получается выражение (14.68) для максимальной частоты генерации /макс- При учте

более точной зависимости а/>(со) получается зависимость и-функпии от частоты (рис. 14.14), откуда видно, что условие и=\ может выполняться многократно. Та частота /макс, которая рассматривалась выше, является наименьшей из всех (теоретически бесконечно) возможных, при которой транзистор становится пассивным четырехполюсником.

Высокочастотные транзисторы. Максимальная частота генерации /макс наряду с граничными частотами, пролетными временами и постоянными времени является

важнейшей величиной, так как она дает обобщенйое представление о физических и технологических особенностях транзистора. Для того, чтобы достигнуть более высоких частот генерации, необходимо, чтобы произведение

было как можно меньше, т. е. постоянная времени tec, коллекторная емкость и сопротивление базы одновременно имели малые значения. Эти величины связаны с геометрией и свойствами материала транзистора.

Рис. 14.14. Частотная зависимость /-функции для пояснения возникновения нескольких частот генерации.

в области 1>1 транзистор является активным устройством, п области О<;1 - пассивным. В обла

сти отрицательных значений v имеет место режим двухполюсника.

активная 00ла сть

пасьивна одяа сюь

режим ддухпояса

ни tea

До тех пор, пока преобладает пролетное время в базе Те, справедливо выполнение условия (при пренебрежении диффузионной емкостью коллектора)

(14.74)

Отсюда ясно следует уже многократно отмеченное требование к малости ширины базы и площади коллектора как конструктивным элементам. Интересно отметить, что в это выражение входит как свойство материала произведение подвижностей основных и неосновных носителей. По этой причине оказывается, что с точки зрения частоты /макс и усиления транзисторы типа р-п-р и п-р-п не к. .еют никакой рлзницы, хотя другие их граничные частоты вследствие различия коэффициентов диффузии различны.

С точки зрения свойств материала германиевые и арсенидо-галлиевые транзисторы позволяют достигнуть более высокой /макс По сравнению с кремниевыми транзисторами (другие интерметаллические соединения стоят в этом смысле в одном ряду с кремнием).

Если условие Tec==te Нв ВЫПОЛНЯвТСЯ, ТО

2Dp8nrbC f I +

(14.75)

откуда в соответствии с Cedy rbW- видно, что максимум частоты генерации будет достигнут в том случае, когда CedCesy по крайней мере, для бездрейфовых транзисторов.

Ограничивающее влияние постоянной времени кол- лектора на частоту генерации особенно ясно проявляется на примере меза-конструкции. Для нее выражение для максимальной частоты генерации имеет вид

где 5/2 - расстояние мел^ду эмиттерной лосками, thf - (Wq\inND) - поперечное базы. Это выражение можно привести виду:

Uc (MГц)

s (см)

(14.76)

и базовой по-сопротивление к наглядному

(14.77)

Отсюда видна важность уменьшения ширины полосок элшттера и базы и расстояния между ними. В современных (1964 г.) меза-траизисторах расстояние между полосками 5 -порядка 10 мкм.

Меза-конструкцил была до последнего BpcMcim наиболее совершенной конструкцией, преимущество которой состояло не только в высоких значениях частоты /маис, но и в больших мощностях псреключсття порядка 100 кВт/см (для гермашш). Соответствующее значение для крелпн1я еще болыпе. В настоящее время меза-конструкция вытесняется планарной, параметры приборов которой, по* крайней мере, одинаковы с ларамстрамн приборов с меза-конструкцней.

импульсный и ключевой режимы работы транзистора

Под импульсным и ключевым режимом работы понимают в общем случае реакцию транзистора на скачкообразные или относительно крутые изменения управляющего сигнала. Оба режима работы различаются главным образом высотой скачка изменяющегося сигнала. В импульсном режиме транзистор работает в линейной области характеристик, причем в режиме работы с большой амплитудой сигнала имеется возможность регулировки в значительном диапазоне рабочей области или возмюж-пость перехода из одной рабочей области в другую (например, из области отсечки в активную об.гасть). В ключевом режиме всегда имеется переход из области с большим запирающим сопротивлением (области отсечки) в область с малым прямым сопротивлением (область насыщения) .

Переход из одного в другое состояние может произойти с любой быстротой или в течение времени, сравнимого с длительностью других переходных процессов, протекающих в схеме. В первом случае рассматриваются статические свойства ключа, во втором - его динамические свойства.

Транзистор можно выгодно использовать как управляемый ключ, способ регулирования которого можно выбирать промежуточным в виде управления либо по току, либо по напряжению. Хотя он не вполне соответствует статичёеким (пропускное сопротивление в закрытом состоянии равно нулю, запирающее сопротивление бесконечно, управляемый сигнал пе зависит от полярности и амплитуды) и динамическим (пренебрежимо малое время переключения, отсутствие всяких помех) требованиям идеального ключа, он широко распространен в электронике из-за малой мощности управления и малых габаритных размеров. Лучшими ключевыми свойствами, особенно в отношении мощности управления, обладают схемы с общим эмиттером, так как в схеме с общей базой требуется ток управления Ie больший, чем управляемый ток /с, а в схеме с общим кол-

-.7.

ektot>ojii fttH оФклю4ёйй^ уй{)а&ляющёе йап^яжеййе tcB лолзкйо быть большее, чем управляемое иапряжеиие Ucs-

В отличие от динамических явлений, возникающих при оере-ключенни, при обсуждении статических ключевых свойств достаточно сведений о включенном н выключенном состоянии. Обычно это рабочие точки р в области отсечки ipa{ua, /а)] и в области насыщения [pe(ue, !е)], реже используются рабочие точки в активной области, как видно из сравиеция характеристики идеального ключа с характеристяками транзистора (рис. 15.1).

идеальный ключ

Рис. 15.1. К объяснению С1атических ключевых свойств транзистора:

а) сравнение характеристик иделльипго и реального транзисторного ключа;

б) схема замещения реальиию ipaHtticropa. В идеальном случае u и pan

ны нулю, а /р и / отсутствуют.

В то Время как вольт-амперная характеристика идеального ключа совпадает с осями координат, реальный ключ в выключенном состоянии имеет остаточное сопротивление, равное

		и а-Up
		а-р

(15.1а)

во включенном состоянии он имеет пропускное сопротивление, или сопротивление насыщения

(15.16)

а также остаточное напряжение (Ур и остаточный ток 1р вследствие смещения начала координат. Следствием наличия этих остаточных величин является то, что управляемое напряжение изменяется иа величину up, а как только нагрузочная прямая проходит через точку Я, изменяется знак напряжения.-

Схему замещения реального ключа, построенную на основе схемы идеального ключа, необходимо дополнить элементами Ге, Го, 1р. которые легко могут быть рассчитаны из статических характеристик (см. гл. 8). Влиянием сопротивления г а в общем случае можно пренебречь по сравнению с отклонениями, обусловленными током 1р.

Остаточный ток !р в выключейиом С1Хтоянив зависит от условий управления во входной цепи. Он составляет в зависимости от вида схемы:

и может быть снижен для почти симметричных бездрейфовых транзисторов в лучшем случае до (-/сво/2)

Во включенном состоянии достигается сначала напряжение насыщения uiES характерным значением в точке / = 0. Исходя

из требований к высокому коэффициенту полезного действия ключа, это напряжение должно быть как можно меньше, что совпадает с требованием к симметричному транзистору.

Рис. 15.2. Напряжение насыщения германиевого транзистора без эмиттерного сопротивления (а) и с эмиттер ным сопротивлением 5 Ом (б).

О ОЛ ОЛ Ofi

0,8 1

hi к

В зависимости от отношения управляющего тока /в к управля емому 1с напряжение насыщения при пренебрежении всеми после довательными сопротивлениями приближается к значению

uf In Aj

a с учетом последовательных сопротивлений (например, сонротивления эмиттера) оно проходит через минимум вследствие наличия дополнительного падения напряжения (рис. 15.2).

Крутизна 1с - Ь'сЕ-характеристики в области насыщения определяется сопротивлением включения (или сопротивлением насыщения Ге)

(15.2а)

которое в частном случае при / = 0 равно

(15.26)

Малую величину Ге можно обеспечить с помощью достаточно больших значений Л/ и Bn, а также поддержанием большого тока базы.

Для переключения очень малых напряжений возникающее напряжение Up часто слишком велико. С целью изыскания более подходящих условий ключевого режима работы Рант предложил использовать транзистор в инверсном режиме (поменять местами эмиттер и коллектор).

В этом случае получают соотношения:

ево 1

1 - Л

Uj in Лд,

(15.3)

+ 1 - Л...

и, в частности, для инверсного режима в сравнении с нормальным режимом

in А

In А

(15.4)

Отсюда сразу видна исключительно .малая величина Upi и In как ноложительпое свойство точного электронного ключа. Температурный коэффициент Up в iniBcpcHo.M режн.ме также иа порядок меньше, чем в нормально.м режиме работы. Недостатком остается несколько большие мощность потерь и время нереключення,

В этом oTHOHiCHHH симметричные транзисторы, т. е. такие, у которых хотя бы приближенно выполняется равенство ЛnAi ведут себя лшнь несколько лучше, так как по условиям производства транзисторов допускается 50%-с различие обоих коэффициентов усиления по току. Преимуществом таких транзисторов остается то, что Го меньше, чел1 у несимметричных, и Up не намного больше, чем у несиммстрич1п^1Х транзисторов в инверсном режиме; кроме того, величины Up, Iр, Гр одинаковы в обоих направлениях. Недостатки симметричного транзистора видны при рассмотреп1!и параметров, характеризующих скорость переключения, а именно времени накопления.

Для характеристики статических свойств транзистора (статический ключевой режим) в общем случае достаточно следующих параметров: максимальная величина остаточных токов (особенно 1сво и 1с мин), максимальные прямые токи, остаточные на-пряжения и пробивные напряжения, а также статические коэффициенты передачи тока An, Aj, Brfj Bj.

В отличие от рассматривавшихся до сих пор стационарных свойств линеаризованного транзистора, управ-

ляемого мальйа синусоидальным сигналом, в импульсном режиме представляют интерес в основном переходные процессы между одним (стационарным) исходным состоянием и другим (стационарным) конечным состоянием. Их длительность зависит как от свойств всей схемы, так и от динамических свойств транзистора. Если инерционность схемы больше инерционности транзистора, то

8г

Рис. 15.3. Ключевые свойства транзистора прн различных нагрузках с больнюи постоянной времени внешней схемы:

(7) омическим нагрузка;

б) емкостнал нагрузка;

в) Н11д\ктивная наг[эузка.

Во втором случае постоянная времени меньше, чем в перво.м.

транзистор приближенно можно рассматривать как усилитель или безынерционный ключ и описывать процессы в нем с помощью уравнений активного четырехполюсника, например, подходящими средними значениями (в импульсном режиме) или семейством характеристик (в статическом ключевом режиме).

1 ... 16 17 18 19 20 21 22 ... 24