Главная » Книги и журналы

1 ... 15 16 17 18 19 20 21 ... 24

У

] г

допустимость Пр5 ......

достаточно хорошо подтверждена экспериментами со сплавными транзисторами, для которых получено хорошее согласие между расчетными и экспериментальными величинами даже при упрощающих предположениях, лежащих в основе расчетов.

в меза-структуре транзистора площади эмиттера и коллектора сильно отличаются по величине, поэтому одномерное рассмотрение допустимо в редких случаях (например, для режима большого сигнала). Схема замещения, построенная на основе геометрических представлений, содержит, кроме модели транзистора, еще дополнительный диод, связанный с действием р-п перехода база - коллектор. Этот параллельно включенный диод при запертом коллекторе практически не влияет на статические характеристики; вблизи напряжения насыщения этот диод становится проводящим, и это может привести к тому, что напряжение насыщения вообще ие будет достигнуто.

В меза-траизисторах без эпитаксиалышго слоя этот вредный эффект Проявляется особенно ярко из-за наличия относительно вы. сокоомной нейтральной области коллектора. Вредное действие несколько смягчается благодаря тому, что наступает преждевременное насыщение вследствие эффекта оттеснения тока, связанного с радиально протекаюншм током ба:?ы; благодаря этому эффекту ток пропускает только краевая область диода коллектор - ба:а. которая при достаточно малых напряжениях на коллекторе рапьню смещается в пропускном направлении, чем остальная часть зап1!-рающего слоя

Параллельный диод оказ1>1вает вредное влияние также на динамические свойства. Так в импульсном регкнмс общее время переключения в меньшей степени определяется свойствами внутреннего транзистора, а в больнгей степей постоянной врсме^!и этого диода. Точнее говоря, имеются два нредсльпых слгчая для расчета времени накопления: в одном сдгчас оно пппсделяотся в основном временем жнзпн нпснтслеи в коллекторной облаетн, в другом - частотой и коллекторной емкостыо.

Модификация схемы замещения с помоишю включения дополнительного диода необходима также и для плоскостных структур, в которых эмиттерный переход расположен эксцентрично коллекторному, а также во всех случаях, когда отнопхение плошали коллектора к площади эмиттера велико.

При исследовании динамических свойств диоды, смещенные в запирающем направлении, могут быть промоделированы с помощью емкости запирающего слоя и сопротивления нейтральной области. Строго говоря, замена диода - элемента с распределенными параметрами- дискретными элементами является приближением, допустимость которо)го должна время от времени проверяться. Для низких частот удается сделать упрощение, связан-

нов с заменой гСпконтинйума, Мйосящегойя и области базы, простой П- или Т-образной схемой замещения (рис. 13.11). Вопрос о том, можно ли разделить коллекторную емкость и сопротивление базы, может быть достаточно определенно решен на основе раздельного измерения г^ Сс и постоянной времени коллектора г'с^ьСс. Если из раздельно измеренных значений п и Сс не получается измеренная величина т'с, то следует предпринять дополнительные уточняющие численно-эмпирические расчеты. В связи с этим следует указать на необходимость учета снижения гь за счет действия поперечного поля в базе.

Схемы замещения меза-транзистора, показанные на рис. 13.11, широко распространены, хотя и недостаточно точны; обе они отличаются только структурой /С'-1кон-тиниума, связанного с наличием диода коллектор - база.

В схеме, показанной на рис. 13.11,а, сопротивление г\ь (reverse base resistance) выделено из общего сопротивления гъ = Гхь-\-г2ь (forward base resistance). Отношение fibli2b сильно зависит от геометрической структуры транзистора и его значен1[е лежит между 0,1 и 0,8.

В эквивалентной схеме замещения неэпитаксиальных меза-транзисторов следует предусмотреть также сопротивление нейтрально!! области коллектора г^с, которое оказывает неблагоприятное влияние на параметры четырехполюсника в усилительном режиме и делает их зависимость от рабочей точки очень сложной. В меза-транзисторах наблюдается также и эффект оттеснения тока. Он может охватывать даже нейтральную область коллектора, что приведет к образованию неоднородной области объемHt>ro заряда коллектора. Следствием этого является зависимость емкости пространственного заряда коллектора от тока.

к

13.5. Зависимость некоторых параметров схемы замещения от положения рабочей точки-Элементы эквивалентных схем замещения зависят весьма сложным образом от положения рабочей точки и от температуры, а также от геометрической структуры, которая, например, влияет на сопротивление базы. Благоприятное влияние дрейфового поля отражается почти на всех элементах схемы замещения (табл. 12,2).

Из многих элементов, входящих в состав схем заме* щения, центральное (Положение занимают диффузионное и омическое сопротивление базы, диффузионная проводимость эмиттера, а также диффузионнные и зарядные емкости; остальные элементы можно либо вывести из этих основных элементов, либо считать их практически постоянными величинами. Отметим, что зависимость от режима диффузионного сопротивления базы, а также диффузионных проводимостей эмиттера и коллектора (gcdsed) были уже рассмотрены в гл. И.

Омическое сопротивление базы гь является весьма проблематичным элементом схемы замещения, так как фактически распределенное сопротивление заменяется одним или несколькими сосредоточенными элементами. В какой мере такое упрощение допустимо, зависит, кроме всего прочего, от структуры транзистора. Вследствие распределенного характера сопротивления гь даже метод измерения может иметь значение при интерпретации результатов измерения гь. Поэтому всегда рекомендуется проводить измерения методом, как можио более близко соответствующим практическому режиму работы транзистора.

Что касается зависимости сопротивления гь от режима, то следует указать, что с ростом 1е сопротивление rj падает, так как с ростом коицеитрации основных носителей увеличивается проводимость базы. В противоположность этому с ростом напряжения па коллекторе сопротивление Гь увеличивается (особенно у сплавных транзисторов), так как вследствие эффекта Ирли шири-па базы уменьшается.

Важнейшими элементами схемы замещения, служащими накопителями энергии, являются диффузионные емкости, хотя при этом и пе идет речь о емкостях в максвелловском смысле.

Изменение стациопарного электрического состояния при изменении напряжений эмиттера и коллектора на

At/;.,

в базе на AQ+:

с,В/ всегда связано с изменением заряда

-ь

с'в'==

du,, -

(13Л2)

Новое равновесное состояние ъ области базы устанаЁ-ливается в результате процесса диффузии (а также дрейфа при неоднородной базе). Поэтому под дифференциальными величинами C*id, c*od понимают соответственно диффузионные емкости эмиттера и коллектора, причем их расчет в данном случае исходит из статического распределения заряда Q+ в базе. Так, например, диффузионная емкость эмиттера равна

для бездрейфового транзистора

(13.13)

для дрейфового транзистора

UjDp4m

(2/n -1 + е- -)

Данное выражение для емкости совпадает с выражением, получаемым из анализа полной диффузионной проводимости эмиттера. Аналогичные соотношения получаются и для коллекторной диффузионной емкости.

Следует заметить, что действительные диффузионные емкости эмиттера и коллектора cid и ccd отличаются от рассмотренных емкостей c*id и C*od, поскольку при определении диффузионных емкостей следует исходить из картины динамического распределения дырок в режиме малого сигнала.

Таким образом, оказывается, что действительная диффузионная е мкость эмиттера равна

для бездрейфового транзистора для дрейфового транзистора

е

idi id

U-j-2Dp (2т)

Отсюда видно, что действительные емкости меньше, чем величины, следующие из анализа статического распределения. Зависимость диффузионной емкости эмиттера от напряжения на коллекторе относительно невелика, так как она только через связана с эффектом Ирли. Что касается диффузионной емкости коллектора, то она имеет большую зависимость от напряжения на коллекторе, что учитывается фактором Ирли kc-

24-1323 369

Пропорцйональйость емкости toKy эмиттера йаблю-дается только в области малого уровня инжекции, .при больших же уровнях инжекции справедливо

11о

(13.14)

где cedo -емкость при малом токе эмиттера.

При больших токах эмиттера диффузионная емкость увеличивается вдвое медленнее с ростом Ie, чем при малых токах эмиттера. Отсюда можно сделать вывод, что нормировочная частота /i с ростом тока должна удваиваться, хотя экспериментом этот вывод плохо подтверждается.

Температурная зависимость диффузионной емкости Ced должна была бы прежде всего определяться через Ur- Однако так как с ростом температуры коэффициент диффузии уменьшается, то при низких уровнях инжекции получается зависимость

Ced - Р-

ЧТО хорошо подтверждается экспериментом. Отклонення от этой зависимости наблюдаются лишь при больших токах.

Зарядные емкости резкого и линейного р-п переходов зависят обычно только от напряжения на коллекторе, если не учитывать специальные эффекты, возникаю-идие при больших токах (см. § 6.8). Некоторые дрейфовые транзисторы показывают также и зависимость зарядной емкости коллектора от тока уже при малых токах.

Температурная зависимость зарядной емкости, напри* мер резкого перехода, определяется подвижностью и удельной электропроводностью

ГРАНИЧНЫЕ ЧАСТОТЫ ТРАНЗИСТОРА. ПОСТОЯННЫЕ ВРЕМЕНИ

Частотные свойства транзистора, с одной стороны, определяются временем пролета неосновных носителей, а с другой - переходными процессами, связанными с движением основных носителей в элементах внешнего транзистора. В целом, однако, для применения представляют интерес не только эти процессы, протекаюш^ие внутри транзистора, но и в значительной степени частотные свойства, измеряемые на внешних клеммах прибора. С этой целью устанавливается ряд удобных для измерения граничных частот (cut-off-frequencies) и постоянных времени. В основе определений этих величин лежат соображения, связанные как с удобством измерения, так и с физическим содержанием и с применением прибора.

Для параметров четырехполюсников или других величин схем замещения можно представить ряд характеристических частот. Практическое значение имеют частоты и постоянные времени, связанные с параметрами hub, h-iic и г/21, а также максимальная частота генерации fMaiJc, являющаяся определенной мерой для описания той области частот, в которой транзистор может быть применен для создания генератора колебаний.

На графике зависимости /?2t6f(f), например, для бездрейфового транзистора (рис. 14.1), можно указать

к

21Ь

ряд характеристических частот, при которых стигает заданного значения.

Так, на частоте /ь величина \hiib\ уменьшается по

сравнению с квазистатическим значением в]/раз, т. е.

(14.1)

Эта частота характеризует внешний коэффициент передачи тока при коротком замыкании на выходе, часто обозначается как и применяется для описания низко-

частотных свойств транзистора, хотя ее одной для этого и недостаточно.

Коэффициент передачи тока может быть представлен соотношением

1 + Гь {Ус + Уе\) - Ь^

22Ь

(14.2)

Это выражение можно использовать для определения еще одной частоты, которая характеризует возрастающий участок зависимости /?2ib от частоты, связанный с влиянием емкости. В результате этого влияния график

0,01 0,03

30 100

Рис. 14.1. Частотная зависимость коэффициентов передачи тока

2\Ь

и

2\е

С указанием характеристических частот.

частотной зависимости проходит через минимум, особенно ярко выраженный у бездрейфовых транзисторов, а затем вновь возрастает, приближаясь асимптотически к значению /ь/(г;; + Гс.с) < I Поэтому можно ввести вторую частоту /б, для которой вновь выполняется условие

(14.3)

Коэффициент аб можно представить как произведение коэффициента инжекции на коэффициент переноса, при-

При учете сопротивления коллектора г^/.

чем каждый из них обладает своими характеристическими частотами. Так, для коэффициента переноса такой

частотой является [уравнение (3.43)] (уе1). Эта

частота практически полностью определяет частоту /л/ь-Модуль 12161 также падает с ростом частоты, поэтому и в данном случае можно ввести характеристическую частоту /л/е, на которой коэффициент усиления по току для схемы с общим эмиттером падает до 0,707 своего квазистатического значения 2ieo.*

(14.4)

Эта частота, иногда обозначаемая / или f, лежит существенно ниже частоты ]ьаь- С дальнейшим ростом частоты график зависимости \кг\Л\) \ переходит в область, где модуль \кг\е\ надает на 6 дБ на октаву.

Благодаря этому асимптотическому приближению оказывается, что произведение коэффициента усиления па полосу пропускания (gain bandwidth-product)

Г

(14.5)

есть величина постоянная. При дальнейшем увеличении частоты оказывается, что на частоте fi (/j) модуль

21г

достигает значения, равного единице:

(14.6)

При условии Г1 = 0 частота Д совпадает с граничной частотой транзистора fr (transition frequency). На этой частоте модули векторов тока коллектора и базы равны.

В то время как первоначально широко использовавшаяся частота /л/ь характеризует главным-, образом перенос носнтелей за-)яда через базу, частота \hie имеет прикладное; а частоты fi и /г - метрологическое значение. Кроме того, установлено, что частота fi имеет не только физический смысл, но и практическое значение, состоящее в том, что применение этой частоты в качестве нормировочной позволяет упростить эквивалентную схему замещения, устраняя необоснованные численные коэффициенты.

- S. ;

14.1. Граничная частота fhfb и ее зависимость от положения рабочей точки и от температуры

Граничная частота коэффициента переноса. Наиболее сильно частота fhfb зависит от граничной частоты коэффициента переноса Рп, который определяется соотношением

6n=6

X ch X -f m sh X

(для бездрейфового транзистора т-Ч)). Годографы этой зависимости, построенные для различных значений фактора дрейфа т, приведены на рис. 14.2. Каждый

фово,м^ол[°(р = 1?. Р^ ° Р различном дрей-

Пред1;тавлены токи снутрсрсго траи, сгора, огнесгипые к току / f п

Р

годограф при пересечении с окружностью радиуса О 707Вп дает точку, характеризующую частоту /3. Прямой расчет

частоты /р, на которой р падает в [2 раз, затруднен и

п^Тп проведен только для бездрейфового транзистора, идпако имеется ряд приближенных соотношений-некоторые из ни.х справедливы для любого поля дру^ гие -только для сильных дрейфовых полей-374

1 -

,3/2

fp = f,(1.22 + mn

(14.7)

Фаза соответствующая частоте f, равна

-<Pq 57° + 7°(2т- 1) (1<т<4).

Даже при сильном поле граничная частота возрастает

лишь до 7,3 fu Таким образом, дрейфовое поле приводит к улучшению частотной характеристики по сравнению

Рис. 14.3. Частотная зависимость коэффициента переноса. Нормировочная частота /=J2,2f,.

зависшмость; - -

фиблнжениая зависимость.

	и

с\1 0,2 0,4

с бездрейфовым транзистором приблизительно на порядок при условии, что другие физические свойства полупроводника не изменяются. Фазовый угол -ср для

дрейфового транзистора >90°, для бездрейфового равен 57°.

При измерениях следует учитываib коэффициент 1,22, отличающий частоты 7 1 fl бездрейфового транзистора. Для дрейфового транзистора наличие ряда аппроксимаций (14.7) может привести к ошибкам в установлении частотной зав)!симости /i2ie, если при этом опираются на измеренную частоту /л/ь- Поз*тому измеряют обычно fl, а затем рассчитывают fhfb- Для практического применения предложен ряд аппроксимаций (сложных и простых) зависимости среди которых наиболее проста следующая (для бездрейфового транзистора):

Р ! -f / (oi/tt),)

Она дает правильное представление о модуле Р| (рис. 14.3), но приводит к ошибкам при расчете фазы ур> поэтому эта аппроксимация может быть применена лишь в диапазоне частот f<0,2/i. При точном рассмотрении должно учитываться также влияние отноше-

ййя i/Lp на гранйчйую 4acToty. Удовлетвбрительнбе приближение получается в виде соотношения

причем Ро< 1.

Отсюда можно найти выражение, для граничной частоты сор =5<(2p/W2) причем коэффициент к зависит от Ро, изменяясь

в области Po=0,92-l от 1,3 до 1,22.

Лучшее приближение для р, которое корректирует также и фазовый угол, имеет вид

-> (14.9)

Р

1 + /

(С

Р

оно дает хорошую аппроксимацию до частоты f, Введение множи-

теля е позволяет использовать это^соотношение для описа-

ния частотных свойств как бездрейфового, так и дрейфового транзистора, если учесть, что л = 0,22-0,18т. Величину г можно получить, если проанализировать ход зависимости /?2ie(w) в области частот выше частоты fhfe.

В области частот / > / i, т. е. таких, при которых гиперболические функции могут быть заменены экспоненциальными, достаточно

хорошим приближением для зависимости Р(со) для бездрейфового транзистора является следующее;

В

ехр V2J (w/Wi)

(14.10)

Отсюда видно, что с ростом частоты годограф функции Р(со) проходит все квадранты комплексно!! плоскости, а модуль вектора

р(а)) ненрерывно уменьшается. В частности, может оказаться, что время пролета носителей заряда станет по порядку величины равным периоду колебаний илн даже больше него, что может быть использовано для генерации колебаний определенной формы (§ 14.5).

Если рассмотреть особенности частотных свойств реального транзистора, то следует прежде всего определить влияние поверхностной рекомбинации и неоднородности раснределення нримеси (уменьшение коэффициента диффузии) на Поверхностная рекомбинация снижает граничную частоту, так как уменьшается эффективное время жизни.

В дрейфовом транзисторе вследствие сильного легирования области базы у эмиттера подвижность носителей надает, что должно сказаться на величине f. Так, при сильном дрейфовом ноле (т = 4)

и концентрации доноров у эмиттера Njy - *W см-з граничная частота снижается на 30% ло сравнению с величиной, рассчитанной

в предположении постоянной подвижности. Поскольку у эмиттера обычно бывают более низкие концентрации (5 10*-j-5 * ilO см-) то уменьшение граничной частоты бывает порядка 5-ь20%.

Частотная зависимость коэффициента инжекции.

Хотя в высококачественных транзисторах коЭ'ффициент

инжекции Ye<l за счет сильного легирования эмиттера на низких частотах поддерживается постоянным, но с ростом частоты емкостный ток смещения основных носителей, связанный с наличием зарядной емкости эмиттера, становится все более сравнимым с током неосновных носителей и коэффициент инжекции падает [уравнение (3.31)]. При выполнении условия WxBCLneX он равен

Т

1 +(1Л)МСе. Га tho

(I4.IIa)

для бездрейфового транзистора,

- Em

I , к

-т 77- cth X

2 2т

(14.116)

- для дрейфового транзистора

На рис. 14.4 показан ход частотных характеристик эмиттера бездрейфового транзистора (для дрейфового ои выглядит аналогичным образом).

0,01

		1----
		.

Рис. 14.4. Частотная зависимость коэффициента инжекции уе

С увеличением емкости Ces при уменьшении тока /е и уменьшении нормировочной частоты fi коэффициент инжекции уе быстро уменьшается. Дрейфовый транзистор в этом отношении имеет особенности, так как ширина его базы (ft!) всегда существенно мень-

ше чем бездрейфового транзистора, a его емкость С** вследствие сильной легированиости приэмиттерной области базы больше, чем емкость бездрейфового транзистора. Так как CetAg, то транзисторы с высокими значениями ft должны работать при высоких плотностях эмиттерного тока 8е=1е/Ле, чтобы противодействовать слишком сильному снижению у^.

Практический интерес представляет не сам по себе коэффициент инжекции эмиттера, а влияние зарядной емкости Ces иа коэффициент передачи тока внутреннего транзистора Л'21Ь,

X ехр fn{\ - ехр (-2m)]

2/n sh X

(I-exp (-2m))

2 2m

(14.12)

Для коэффициента /г'21Ь необходимо ввести свою характеристическую частоту fhfb, на которой по определению выполняется равенство

21 Ьо

(14.13)

Зависимость отношения TW/i от величины дрейфового поля показана на рис. 14.5, откуда видно общее уменьшение граничной частоты с ростом параметра е, причем тем большее, чем больше этот параметр. Снижение граничной частоты менее заметно для бездрейфового транзистора и больше для дрейфового. Хорошим приближе-

Рис. 14.5. Зависимость граничной частоты fhfb от величины дрейфового поля.

Параметр е=Ceerip (/eIT*)

цием, сййзЫваюЩйМ частоту f\fb с емкостью MHttepa, является следующее:

1 1 CUj.

(14.14)

С увеличением тока эмиттера 1е влияние Ye становится менее существенным и преобладает частота /р. Поэтому

говорят либо о граничной частоте f\fb, обусловленной пролетным временем ( >р<с l/rdCes), либо о граничной

частоте fft/ь, обусловленной зарядной емкостью эмиттера (и>р > l/fdCes). Первый случай характерен для бездрейфового, второй - для дрейфового транзистора. Какой из

Рнс. 14.6. График зависимости обратной величины <hib от /.

Из значения, полученного экстраполяцией Г()а1)ика до /£ = О. можно on[Jeдeлиrь

ииную времени коллектора и граничную частоту, а из наклона графика можно определить емкость с^.

♦

двух случаев имеет место, можно определить с помощью зависимости (о'/г/б = /(/к). Если эта зависи.мость очень сильная, то можно сделать вывод о том, что (о^< l/rdCe,.

Из графика зависи.мости 1/а)л;ь = /(! £:) (рис. 14.6) непосредственно можно определить величину Сс&Ит.

Влияние постоянной времени коллектора. В точное выражение для коэффициента передачи тока входит еще один огранич'ивающий предельную частоту элемент, описываемый слагаемым гьк'ш. С физической точки зрения действие этого ограничивающего частоту элемента можно объяснить тем, что в некоторой внутренней точке базы В' (рис. 13.6,6) ток разветвляется на две составляющие, одна из которых протекает по. сопротивлению Гь, а другая - по емкостному сопротивлению -/г^22б~ -/соС'с. Компонент емкостного тока через коллектор добавляется к току У^; связанному со взаимодействием

эмиттера и коллектора. С ростом частоты ток через коллектор становится преимущественно емкостным, одна1Ко он связан с пассивной частью схемы и возрастание

после прохождения минимума (рис. 14.1)

ни 379

Ё кбШ случае не озйачаёт увеличения эффекта усиления эмиттерного тока.

В первом приближении для области частот ffi можно оценить постоянную времени - пЬ/ш'-

(14.15)

Таким образом, постоянная времени т'с связана с диффузионными и зарядными емкостями эмиттера и коллектора.

Постоянная времеЕш т'с существенно зависит от профиля распределения концентрации примеси. В то время как сплавные транзисторы имеют относительно большие значения т'с, для транзисторов, созданных диффузионными методами, т'с мало. Так, для низкочастотных транзисторов xcW-\0 не, для высокочастотных транзисторов с однородной базой т'с-Ю^ не, для СВЧ транзисторов с дрейфовым полем .в базе т'с^ 1004-500 пс, а для меза-транзисто-зов оно меньше 100 пс.

Постоянная времени коллектора, строго говоря, не константа. Для плоскостных транзисторов, в которых следует учитывать рас-иредсленное сопротивление базы в виде л'С'-контиииума, постоянная времени т'с с увеличением частоты несколько возрастает. С ростом тока эмиттера т'с изменяется, проходи через пологий минимум, так как Гь и Сс имеют противоположный характер зависимости от тока эмиттера. Чтобы учесть влияние постоянной BpCMCUii т'с на ihfb, мож!!о воспользоваться соотношением

а

1 + /со;со/,уь

(14.1G)

Обычно постоянная времени -.с мала по сравнению с (Zh/b) и в этом случае справедливы соотношения

2~ г.

a само значение \h.,\ в минимуме равно

мин

(14.17)

Оценка граничной частоты fm, при которой /z2ib проходит через минимум, показывает, что

(14.18)

(14Л9)

Вредное ЁЛийНие т'с на fhfh увеличиваете! с poctoM Чй* стоты f\ib- Частота минимума fm расположена между частотой fhfb и 1/т'с, а соответствующий модуль /i2i6 приблизительно равен т'сО)\/ь. Это соотношение можно использовать для того, чтобы из измеренной частоты fhfb одновременно оценить частоту f\fb. Для этого измеряют h2ib\ в минимуме, а затем производят расчет на основании соотношения

CoOi/b (O/i/b ( 1+2 hzib мин).

(14.20)

Влияние постоянной времени т'с на /z2ib можно довольно хорошо подтвердить экспериментально с помощью

Рис. 14.7. Влияние дополнительного резистора Rz (Ом), подключенного к базовому выводу, на ход графика частот-нон зависимости \h2ib

транзистор ОС870, -U

с п

= 4 в.

О

0,5 1

5 Ю

Г,МГц

дополнительного резистора, включеппого в базу (рис. 14.7).

Конструктивные емкости. При наличии большой конструктивной емкости [Сеь - емкость корпуса и монтажная емкость) в пределах определенного частотного интервала часто измеряют /г21ь|>1-

При этом речь идет о резонансе между емкостью Ссь и индуктивным (вообще говоря) входным сопротивлеии-ем /гць, поскольку измеренный коэффициент передачи тока h2ibu3yi связан с коэффициентом передачи транзистора (без учета С^ь) следующим образом:

2\Ь

(14.21)

В пределах определенной области частот модуль знаменателя становится меньше 1 и, следовательно, измерен-

ная величина

21ЬИЗМ

*> 1. Для транзисторов с очень большой граничной частотой дополнительное влияние может оказывать индуктивность подводящих проводников, которая может определять индуктивную составляющую Ань. Поэтому для уменьшения индуктивности длина про-

У

ббднйков между измерительной схемой и транзистором должна быть как можно меньше (рис. 14.8). Из этого рисунка хорошо видно, какие ошибки при измерениях fhfb могут иметь место (чаще всего они связаны с завышением граничной частоты).

Л

0,8 0,6-

j8mm

Рис. 14.8. Влияние длины / подводящих проводов на ход графика частотной зависимости h2]b

50 wff 500 Г.мгц

Зависимость граничной частоты от режима и температуры. Введенная для внешнего транзистора граничная частота fhfb определяется граничной частотой коэффициента переноса постоянной времени коллектора т'с и постоянной времени эмиттера Се&га-

(14.22)

В зависимости от влияния отдельных составляющих получаются различные зависимости со й от положения рабочей точки. При преобладающей роли граничной частоты /з граничная частота fhfb возрастает с увеличением напряжения иа коллекторе в связи с модуляцией толиди-ны базы в соответствии с выражением

I 1

/Ь

и

(14.23)

и

Хотя соотношение (14.23) справедливо лишь для бездрейфового транзистора, но тенденция возрастания fhjb сохраняется и для дрейфового транзистора, хотя в ином виде (рис. 14.9).

При установлении зависимости fhfb от тока эмиттера следует учитывать различные, сменяющие друг друга эффекты: высокий уровень инжекции, поверхностную рекомбинацию, а также зависимость коэффициента инжекцин от тока эмиттера, связанную с наличнем

зарядной емкости эйнттера. Так как эти факторы зависят от технологии изготовления и геометрии транзистора, то встречаются различные данные о ходе зависимости fhtb от тока, однако, как правило, они свидетельствуют о тенденции к возрастанию. Иногда бывает сложно определить собственную граничную частоту транзистора, так как измерения, проводимые при малых токах, часто дают граничную частоту, свойственную эмиттериому переходу. Из-за этого при малых токах измеряется граничная частота, возрастающая с ростом тока эмиттера, причем эта тенденция сохраняется во всем диапазоне токов, откуда можно сделать вывод, что определяющим

2

о

С8 0с831(ве,меза)

-усв^бв 0с881

бедрейфовыа]

и 6 8 10

Рис. 14.9. Зависимость граничной частоты /л/ь от рабочей точки различных транзисторов.

(14.22) является Cesd. При больших наст даже падать. Максимум зависи-совиадает с максимумом зависимости

(рис. 14.6) можно полупостоянную времени Тс,

граничную частоту членом в токах граничная частота пач

мости fhSb(lE) обычно П(ГПН

Из графика зависимости l/fhfb от !е чнть путем экстраполяции до 1 = 0 как так и обратную величину частоты l/Гh.

Случай, когда граничная частота определяется постоянной времени коллектора, встречается довольно редко. Обычно т'с оказывает второстепенное влияние на граничную частоту.

Температурная зависимость fhfb* определяемая с помощью температурного коэффициента (l/fhfb) (dfhfbfdt), в области малых токов эмиттера определяется преимущественно постоянной времеии Cesra или т'с; в области средних или больших токов, наоборот, температурная зависимость определяется постоянной времени пролета через базу (т. е. ©о).

в области средних токов эмиттера справедливо:

1 dfhfb 1 dDp

fhfb dT

Z> dT

Возрастание температурного коэффициента происходит тогда, когда fhfb начинает падать с увеличением /е.

14.2, Граничные частоты f, f, f

Эти граничные частоты имеют не только практическое значение. Они привлекаются для уточнения тех или иных предположений при измерениях.частоты fhfb-

Коэффициент усиления по току для схемы с общим эмиттером может быть представлен соотношением, учитывающим зарядные емкости эмиттера и коллектора:

:yi - yf-yr+ У'о\+ (Се. + Сев)

Уе у

(14.24)

В это выражение не входит сопротивление базы гь и, следовательно, оно ие будет входить и в выражения для граничных частот, соответствующих этому коэффициенту усиления. Независимость от гь, однако, исчезает, если принять во внимание конструктивные емкости, а именно Ссь-

В дальнейшем анализе целесообразно (во втором приближении) учесть влияние зарядных емкостей, а также параметров уг и yQ (которыми в ряде случаев вообще можно пренебречь).

Граничные частоты коэффициента усиления по току /г'21е. В определении для коэффициента усиления потоку внутреннего транзистора

yi - Vi

(14.25)

в знаменателе стоит разность двух примерно равных величин, так что при анализе следует исходить из точных решений для проводимостей. В таком случае для бездрейфового транзистора можно получить выражение

cho - 1

(14.26)

Модуль /i2ie определяется соотношением

ch - cosy, причем o=:x-\~jy. (14.27)

При сопоставлении с низкочастотным значением, равным

а

а

(14.28)

можно получить

частоты fhfe:

* 2 I е о

отношение для определения граничной

(ch X - cos y)\f-f,

ch X

(14.29)

Внутри интервала (1-ao)<0,l выполняется довольно точ1юе условие

- (1 --о)

р

а

(14.30)

Оказывается, что fk/o зависит только от объемного ]5ремени жизни неосновных носителей и пе зависит от ипфппы базы. Это объясняет также относительно сильную зависимость дайной граничной частоты от чистоты обработки поверхности полупроводника, поскольку ш' е обратно пропорциональна эффективному времени жизни:

h/е

Р

(14.31)

Из выражения (14.26) следует приближенное соотношение для коэффициента htie-

if/f

fife

(14.32)

Отсюда видно, что для частот f>fhfe {f fhfe) модуль h2ie\ уменьшается на 6 дБ при увеличении частоты на октаву:

(14.33)

В этом случае токи /с и 1ъ имеют сдвиг по фазе почти 90 , а произведение частоты измерения на измеренный

модуль 25-1323

должно быть равно произведению

1 ... 15 16 17 18 19 20 21 ... 24