|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 3 4 5 6 7 8 9 ... 25 налы с АИМ, ШИМ, ВИМ, КИМ или ДМ, которые модулируют несущее колебание по амплитуде, частоте или фазе. Передача сигналов по РРЛ ведется на метровых, дециметровых и сантиметровых волнах в диапазонах 100-400; 1700-2300; 3600-4200 и 5900-6500 МГц. Передатчики и приёмники станций должны работать на различных несущих частотах, чтобы избежать помех работе приемников Ретрансляционная станция & - >-Ч >- При >Ч При Прм-4: Прм АВ АУ Оконечная станция Ретрансляционная станция Рис. 2.54. Схема наземной радиорелейной линии. Оконечная станция со стороны передатчиков своей станции. Приемники оконечной станции РРЛ с частотным уплотнением каналов и ЧМ несущей могут быть построены по схеме рис. 2.55. В этой схеме используется общий генератор СВЧ (ЗГ). В С1 смешиваются колебания ЗГ (/i - /ц) УРЧ УПЧ ТВ сигнал /1Р -1 Ф
С1 УПЧ АУ ~ТФ каналы Рис. 2.55. Схема окоиечиой станции наземной радиорелейной линии. и частотно-модулироваииого напряжения промежуточной частоты /п передатчика, в результате чего передатчик излучает колебания /j. В С2 смешиваются колебания ЗГ и генератора сдвига ГС (/с) и на выходе фильтра (Ф) получаем напряжение /i-/п - /с- На выходе смесителя (СМ) принимаемый сигнал /2-/1 -Дает напряжение частоты /1 - /и ~ (А - In - fc) == /п- Таким образом, частота при- нимаемого сигнала отличается от частоты передатчика и помехи приему со стороны своего передатчика устраняются. Генератор сдви- га стабилизируется кварцевым резонатором на частоте 213 МГц. Приемопередающую аппаратуру промежуточных станций РРЛ с частотной модуляцией и частотным уплотнением каналов рацио- 104 яально строить по гетеродинному принципу, т. е. с усилением сигналов и преобразованием их частоты для устранения помех приемнику со стороны своего передатчика. Такая схема устраняет искажения, которые могут возникнуть в ретрансляторах с демодуляцией принятых сигналов и модуляцией передатчика этими сигналами. На промежуточной станции (рис. 2.56) принятый антенной А1 сигнал частоты fi проходит полосовой фильтр ПФ1, служащий преселектором, преобразуется в промежуточную частоту в смесителе С1, усиливается на частоте fj,B УПЧ1 и УПЧ2 с ограничителем (О). Затем частота сигнала преобразуется в /2 =5 /i в смесителе С2, про- М С1 щш I О -УПК ЧД * 0Z ТВ cat на л I- h+fn Рис. 2.56. Схема промежуточной станции наземной радиорелейной линии. ходит через полосовой фильтр ПФЗ, усилитель мощности (УЛ) и излучается антенной А2 на частоте /2 в сторону соседней станции РРЛ. На вход С1 подается гетеродинное напряжение с частотой /2 + /п - /гс. полученное смешением в СЗ колебаний задающего генератора (ЗГ) /2 -f /п и генератора сдвига (ГС) /го. На выходе С2 получаем частоту (/г +/п) -/п =/2. смешивая колебания ЗГ (/2 4- /п) и сигнала fa- Генератор сдвига должен иметь частоту /гс ~ fi - fu чтобы обеспечить на выходе С1 частоту (/ + /□ - - /те) - /1 = /п- При уходе частоты ЗГ на Д/зг получаем: (/г + /п - frc) + fgc на выходе СЗ, частоту (f + Д/зг + fa - - /гс) - /1 = /п + Afsr на выходе С1 и частоту (/j -f Д/зг + /и) - - (/п + д/зг) = /2 на выходе С2. Таким образом, видим что в этой схеме нестабильность ЗГ не изменяет /2, а изменяет лишь /ц. Для уменьшения изменения fa частота ЗГ стабилизируется автоподстройкой. Нестабильность ГС менее опасна, ибо /гс = /а - /1 < /аг- Очевидно, что схема на рис. 2.56 значительно уменьшает вредное влияние нестабильности гетеродинов промежуточных станций. Ограничитель 02; частотный детектор <ЧД) и ВУ служат для выделения сигналов (телевизионных и др.), адресованных данной станции. В приемопередающих промежуточных станциях РРЛ с импульсными сигналами и временным уплотнением каналов главной задачей является сохранение крутизны фронтов и срезов импульсов. Поэтому рационально в ретрансляторе демодулировать импульсы, скоррек- тировать форму импульсов, увеличив их крутизну и модулировать катебания передатчика демодулированными импульсами. Врезуль-тате ретранслятор будет представлять собой совокупность импульсного приемника и передатчика. Схемы приемников оконечных станций РРЛ о импульсными сигналами и временным уплотнением каналов отличаются только тем, что выходные сигналы подаются к аппаратуре уплотнения (АУ) вместо передатчика ретранслятора. 2.14. ПРИЕМНИКИ СПУТНИКОВЫХ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ Последние годы начали широко использоваться спутниковые РРЛ связи и ретрансляции телевизионных программ, т. е. РРЛ с двумя земными оконечными станциями и рентранслятором, установленном на искусственном спутнике Земли (ИСЗ). Схема земных
Прд СИ Земная станций 1 КПрк<г КРУ КРУ Прм  Земная станция Z Рис. 2.57. Схемы земных станций спутниковой линии связи с ИСЗ Молння-Ь. станций таких РРЛ при передаче телевизионных программ через ИСЗ Молния-1 изображена на рис. 2.57 [7]. Сигналы изображения (СИ) и звука (СЗ) поступают от телецентра (ТЦ) по соединительной линии на аппаратуру коммутации, регистрации и усиления (КРУ) земной станции / спутниковой РРЛ связи. Далее сигналы подводят к аппаратуре уплотнения (АУ), где СЗ модулируют по ширине специальные импульсы, посылаемые во время обратного хода луча строчной развертки. Затем СИ и СЗ проходят через блок ввода контрольных сигналов (ВКС), которые посылаются в виде специальной испытательной строки с серией напряжений различной формы для непрерывного контроля качества работы линии спутниковой связи. Сигналы, полученные на выходе ВКС, модулируют по частоте сигналы передатчика (Прд), которые через направленный ответ-витель (НО) и антенну АН посылаются к спутнику Р на частоте fx. и ретранслируются спутником по частоте /а. Сигналы спутника на 106 частоте /г принимаются антенной А21 земной станции 2 и антенной А12 земной станции / для контроля посланных станцией / сигналов после ретрансляции их спутником Р. Сигналы, принятые антенной А12, через направленный ответвитель (НО), разделительный фильтр (РФ), выделяющий сигналы частоты f, контрольный параметрический усилитель (КПУ), контрольный приемник (КПрм), блок контроля качества (КК), аппаратуру разделения сигналов изображения и звука (АР) подводятся к аппаратуре КРУ. Качество сигналов, излучаемых станцией /, контролируется блоком КП. Сигналы, ретранслированные спутником Р на частоте С1 упц^ о Т~ Приемник! П Приемник 1 С1 УПЧ О п Ф4-1.
Передатчик ИНЗ КИУ
ПФПрд Рис. 2.58. Схема ретравслятора спутника связи Молния-J . fa, принимаются антенной А21 станции 2 и через направленный ответвитель (НО) поступают на разделительный фильтр (РФ) и к приемнику станции 2. Сигналы, передаваемые станцией 2, на частоте fz ретранслируются спутником на частоте /4, контролируются станцией 2 через антенну А21 и принимаются антенной А12 станции /. Сигналы, принятые антенной А12, проходят РФ, параметрический усилитель (ПУ), приемник (Прм), блок контроля (КК), аппаратуру разделения сигналов изображения и звука (АР) и через аппаратуру КРУ посылаются по соединительной линии к телецентру (ТЦ). Работа контрольного приемника (КПрм) и основного приемника станции проверяется контрольным генератором (КГ), сигналы ко- . торого поступают на вход РФ через направленный ответвитель (НО). Ретранслятор спутника Молния-1 имеет приемопередающую антенну (А), два приемника и один передатчик (рис. 2.58). При двусторонней (дуплексной) радиосвязи каждый из приемников принимает сигналы одной из земных передающих станций РРЛ, работаю- Щих на частотах Д и f%. Сигналы fi и /з через направленный ответ- вктель (НО),полосовый фильтр приема (ПФПРМ), разделительный блок (РБ), фильтры Ф1 и ФЗ, выделяющие сигналы частот и /з соответственно, поступают на входы приемников / и 2. В этих приемниках частоты сигналов понижаются до промежуточной с помощью преобразователей частоты С1, Г1 и усиливаются в УПЧ. Затем сигналы проходят через ограничители (О), в которых амплитуды сигналов уравниваются и сохраняются постоянными за время прохода ИСЗ в зоне радиовидимости земных станций. В преобразователях С2, Г2 частоты сигналов преобразуются в /2 и f, проходят через фильтры Ф2 и Ф4, суммируются в блоке Е и подводятся к ши-рокополосному передатчику. УПЧ -I / т
УПТ осч Рис. 2.59, Схема земной приемной станции сети Орбита . 1-Й каскад передатчика реализован на лампе бегущей волны ЛБВ1, работающей в линейном режиме. После него сигнал через ферритовый вентиль (ФВ), устраняющий самовозбуждение двух-каскадного усилителя на ЛБВ проходит на 2-й каскад на ЛБВ2, работающий в режиме насыщения. С выхода передатчика сигналы поступают на полосовой фильтр передачи (ПФПрд) и на частотах и /4 излучаются антенной (А). Для проверки работы бортового ретранслятора служит имитатор сигналов земных станций (НИЗ), контрольно-измерительное устройство (КИУ), программно-временное устройство (ПВУ) и коммутатор комплексов (КК). С помощью спутников Молния-1 создана сеть приемных станций Орбита для передачи программ центрального телевидения СХИСР в различные удаленные пункты страны (рис. 2.59) [7]. Двух-зеркальная параболическая антенна (А) диаметром 12 м соединена фидерной линией длиной 15 м с двухкаскадным УРЧ через направленный ответвитель (НО) и фильтр (Ф). 1-й каскад параметрического усиления ПУ1 регенеративного типа охлаждается до температуры 108 жидкого азота (77К), которая сохраняется криостатом в течение 15 сут. без дополнительной заливки азота. ПУ1 включен в схему приемника через циркулятор Ц1. Генератор накачки (ГН) изменяет емкость варакторного диода. 2-й каскад параметрического усиления ПУ2 отделен от ПУ1 циркулятором Ц2 (выполняющим роль вентиля). Работающий без охлаждения ПУ2 усиливает и преобразует частоту сигнала в промежуточную. В смесителе С2 частота генератора накачки / преобразуется в частоту / - /го с помощью генератора (Г). Частота сигнала /о преобразуется в ПУ2 в частоту (/н - /(.) . На выходе смесителя С1 получаем (/ - / ) - (/ - /гс) = /гс - /с = /п, т. е. промежуточную частоту, на которую не влияет нестабильность частоты накачки (особенно опасная из-за того, что частота накачки относительно высока). УРЧ имеет шумовую температуру 70 К и дает коэффициент усиления мощности Кр = 30 дБ при полосе Пр = 15 МГц. УПЧ с АРУ дает Кр = 80 дБ при полосе 12 МГц. , При приеме сильных сигналов к выходу УПЧ подключается обычный частотный детектор УРЧ Рис. 2.60. Схема ретранс.тятора с однократным преобразованием частоты спутниковой линии связи. (ЧД) С ограничителем (О) (в положениях /-/ переключателя (П)). При приеме слабых сигналов или при сильных помехах (от других станций или !Гмпульсного характера) используется помехоустойчивый синхронный фазовый детектор (ФД) частотно-модулированных сигналов с обратной связью по частоте. На вход ФД подводится сигнал промежуточной частоты / от УПЧ и сигнал гетеродина (Го), средняя частота /т которого поддерживается равной f с помощью кольца АПЧ с инерционным усилителем постоянного тока (УПТ). Второе кольцо .ЛП с широкополосным видеоусилителем и цепью обратной связи по частоте (ОСЧ) изменяет мгновенную частоту гетеродина Го при частотной модуляции сигнала так, что /г равна мгнопенной величине промежуточной частоты /п принимаемого сигнала и между сигналами / и /г остается лишь сдвиг фаз Аф < 90°. Этот сдвиг фаз обеспечивает пропорциональность между напряжением на выходе ФД и отклонением частоты на его входе. В такой схеме уменьшаются пороговые явления при приеме частотно-модулированных сигналов. Чтобы не использовать ограничитель, глубину обратной связи по частоте меняют с изменением силы сигналов. С выхола детектора сигналы подводятся к блоку АР разделения сигналов изображения и звука, которые проверяются в блоке контроля качества (КК) и передаются по однопролетной наземной радиорелейной линии (нлн по коаксиальному кабелю) длиной до 10 км в местный телецентр. При отсутствии приема приемник проверяется с помощью контроль- ного гетеродина (КГ) с частотной модуляцией от моноскопной уста-новки (Д\У) или генератора телевизионных испытательных сигналов (ГИТС). В спутниковом ретрансляторе (рис. 2.60) сигналы, передаваемые оконечными земными станциями, принимаются антенной (А) и проходят через направленный ответвите.1ь (НО), приемный фильтр Ф2 и УРЧ (построенный, например, на туннельных диодах). Затем сигналы поступают на преобразователь частоты, состоящий из смесителя С и гетеродина Г и преобразующий сигналы, из одной сверх-высокой частоты в другую. Далее сигналы, пройдя усилитель мощности (УМ), передающий фильтр Ф1 и НО, излучаются антенной в сторону других оконечных земных станций. До 1971 г. спутниковой связи были отведены участки диапазона 3,4-4,7 и 5,7-8,4 ГГц. В связи с ростом потребности сейчас спутниковой связи отведено 6 дополнительных участков диапазона частот в районе 11-250 ГГц, которые подлежат освоению. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., Сов. радио , W74, Ант.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антнпов, В. П. Васильев и др. 2. Радиоприемные устройства. Под ред. И. В. Боброва. М., Сов. радио , 197). Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев. 3. Гуткин Л. С, Лебедев В. А., Снфоров В. И. Радиоприемные устройства. М., Сов. радио . Ч. I, 1961, Ч. II - 1963. 4. Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства. М., Связь , 1974. 5. Сивере А. П. Радиолокационные приемники. Расчет и проектирование. М., Сов. радио , 1959. 6. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воеииздат, 1971. Авт.: И. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. Г1. Николаев. 7. Куликов В. В. Современные системы беспроводной дальней связи. М., Наука , 1968. 8. Кантор Л. Я. Методы повышения помехозащищенности приема ЧМ сигналов. М., Связь , 1967. 9. Панлов К. М. Приемные устройства магистральных радиосвязей. М Связь , 1964, АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ И РЕЗОНАТОРЫ РАДИОПРИЕМНИКОВ 3.1. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ В радиоприемниках с дискретными элементами и в гибридных интегральных микросхемах дискретные транзисторы представляют собой самостоятельные конструктивные элементы. В полупроводниковой интегральной микросхеме транзисторы являются частью общего кристалла и поэтому тесно связаны электрически с остальными ПО элементами схемы. Это определяет неразрывность анализа транзисторов и пассивных элементов схемы с учетом паразитных эффектов, которые могут значительно влиять на характеристики как отдельных элементов, так и интегральной микросхемы в целом. Однако в mj;k-росхемах, в которых известны напряжения на р- -переходах, можно выделить часть кристалла, представляющую собой транзисторную структуру, и рассматривать ее как отдельный транзистор.
3\ /К
Рис. 3.1. Германиевые (а) н кремниевые (б) биполярные транзисторы. Биполярные транзисторы содержат два электронно-дырочных перехода, т. е. два переходных слоя полупроводника с электронной (п-типа) и дырочной (р-типа) проводимостями (рис. 3.1). Основными материалами для изготовления транзисторов являются германий   Рис. 3.2. Схемы включения биполярных транзисторов в уси.1ительных каскадах с общим эмиттером (а), общей базой (б) и общим коллектором (в). и кремний. Усилительные каскады на транзисторах могут быть включены по схемам: с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК) (рис. 3.2). При использовании р-п-р-транзисторов на коллектор (к) и базу (б) подаются отрицательные напряжения относительно эмиттера (э), при использовании п-р-п-транзисторов - положительные. Для расчета цепей питания и стабилизации режима (которые излагаются в гл. 5) и приближенного расчета предоконечных и оконечных каскадов УНЧ используются входные и выходные вольт-амперные характеристики (рис. 3.3). Для расчета каскадов УРЧ и УПЧ используются дифференциальные параметры малого сигнала, при котором изменение переменного напряжения (или тока) в два раза не вызывает изменения параметров транзисторов (в пределах точности измерений). При расчете линейных схем транзистор можно представить в виде активного линейного четырехполюсника (рис. 3.4), эквивалентная схема которого в системе К-параметров (параметров короткого замыкания) изображена на рис. 3.5. Из системы уравнений такого четырехполюсника (11 можно уяснить физический смысл его параметров. 1/кэ= const -- л. (3.1) (3.2)   Рис. 3.3. Входные и выходные вольт-амперные характеристики биполярных транзисторов для схем с ОЭ (а) и (ОБ) (б). Входная проводимость при короткозамкнутом выходе iu = gu + J&u-(/,/i)y.=o. (3.3)  Рис. 3.4. Представление транзистора Рис. 3.5. Эквивалентная схема тран-в виде линейного четырехполюсника. зистора в системе Г-параметров. Прямая взаимная проводимость (крутизна) при короткозамкнутом выходе 21=-дп + AiUjOi) у, = о. (3.4) Обратная взаимная проводимость при короткозамкнутом входе 12 = gi2 + Ai = Oi/O) у.=о. (3.5) Выходная проводимость при короткозамкнутом входе J2-g2.i + J22=(4/.)tc). = 0. (3.6) Таблица 3.t
К-параметры транзисторов, включенных по схемам с ОЭ, на частотах ниже 5(Ю МГц можно рассчитать по формулам табл. 3.1, где Ро = Азха (3.7) - статический коэффициент усиления тока базы в схеме с общим эмиттером; v;. = /гр; (3.8) Vs.== /v2i. (3.9) /гр - предельная частота усиления тока в схеме с ОЭ; fv 21 - граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ. Величина /р может быть задана в паспортных данных транзистора или вычислена из соотношения (3.10) где 1213 1 - модуль коэффициента усиления тока базы в схеме с ОЭ на частоте /. Величина [у 21 рассчитывается по формуле /к 21 = /грпб/б hprjr. (3.11) где - входное сопротивление транзисторов в схеме с ОБ на низкой частоте, равное иб ~ 8 + rlh,. (3.12) Активные сопротивления эмиттерного перехода и базы и определяются из выражений Гз = 25,6 э = 25,6ао к; (3.13) б = Тн1/С„, (3.14) где Гэ и Гб измерены в омах; /э - ток эмиттера, в миллиамперах; о = Ро/(1 + Ро) - коэффициент передачи тока эмиттера; т„ - постоянная времени цепи обратной связи; С - емкость коллектора,: Коэффициент I = 1 для сплавных транзисторов, \ = 2-для сплав* но-диффузионных и I = 3 - для мезатранзисторов. Обычно величины 233, т^, С„, Д.р (или /i.ie на частоте f) приводятся в справочниках по транзисторам, а остальные параметры можно вычислить по формулам (3.8)-(3.14). В справочниках /i-параметры, как правило, указываются для тока коллектора /к = 5 мА. При токе /к =5 5 мА параметры пр/д; и h,iy\i можно вычислить по формулам /iiiclK = 11б(5 к); (3.15) /!21э|/к = в(/к/5), (3.16) где /к измерен в миллиамперах. Однако по табл. 3.1 и формулам (3.8)-(3.14) нельзя точно определить У-параметры транзисторов, так как часть величин (например, hoia) приводится В справочниках с большим разбросом, а для части величин (например, С„, Хк, /гр) указываются лишь наибольшие и наименьшие значения. Иначе говоря, эти соотношения можно использовать лишь для ориентировочного выбора типов транзисторов и проектных решений, для чего в приложении 3 приведены справочные данные по ряду транзисторов. Из табл. 3.1 видно, что из экономических соображений в приемниках желательно использовать транзисторы, для которых ys 0,3, так как при больших значениях ys падает Foig , растут г/пэ и згэ. а также Си и Cjj- В формулах, приведенных в табл. 3.1, не учтены индуктивности выводов транзисторов Lg, и 1к, влияние которых сказывается на частотах />0,3/гр и которые для типовых высокочастотных тран-114
Рис. 3.6. Г-параметры транзисторов ГТЗЗОД. й S 10 15 10 15 30 35 W 15д„з,мСм а  480 мСм О 10 го 30 0 so 60fy3,MCM s зисторов равны 1-1,5 нГ на миллиметр длины внешнего вывода. Индуктивная составляющ,ая может резонировать с емкостями перехода транзистора и вызывать дополнительные обратные связи, тем самым существенно влияя на параметры транзистора. На частотах / < 0,3/, р без ущерба для точности расчетов можно пренебречь индуктивностями выводов. На частотах выше 0,5 ГГц расчет К-параметров по приведенным выше формулам не дает хорошего совпадения с экспериментом. Непосредственно измерить К-параметры (параметры короткого замыкания) практически невозможно из-за трудностей создания коротко-замкнутых цепей. Более точные результаты расчетов получаются при использовании S-параметров (рассеяния), которые измеряются на рабочей частоте [2]. Зная F-параметры транзисторов в схеме с ОЭ, можно вычислить К-параметры в схеме с ОБ и ОК по данным табл. 3.2. Соотношения для F-параметров каскодных соединений пар транзисторов приведены в табл. 3.3. Точные значения У-параметров можно получить, измерив параметры множества транзисторов и статистически обработав результаты этих измерений. Часть таких данных приведена на рис. 3.6-3.9. Таблица 3.2
Активные проводимости и емкости транзисторов на любой чаете те fi можно рассчитывать по формулам I 2.3 1 \Сш\ = - где g2IO ga2o(l+fe2f) l-j-r? 210 . h (3.17) 1 + 21u a на частотах / /ys, - no формулам giio = (1 /кг) re; C o - I C Ji (1 + xf); §210= [Vziali V 1 + xf; C210 = gaio/ws: где Г0=(1+/1Ж?)/г1[1 ]1<1+4). (1-?!<?;) (93 ? -?2) . ?-И91-1)(1-92?з?4) (3.18)  20 40 дг ,мСн I 4 S 6 7 S 9 10 11 1Zff 3,iiCn -SO -SB -100 tiCtf
Рис. 3.7. У-параметры транзисторов ГТЗПЖ. Ь„з,нСн
пСм 3,5
0,5 1,0 1,5 г,Одг„,мСМ О Z 4 6 S 10 П 14 1В S 3,mCm 3 8 .параметры транзисто- ров ГТ313А.
О -20 -40 -60 -SO -wo -по 40 SB 80 0 0,5 1,0 1,5 2,0 gii3,nOii S  300 МГц Ur1SB,k-5HA    Рис. 3.9. У -параметры транзисторов КГ1301А, КП302А, КПЗОЗА, КП350А, /1у21 = /llg213li/[2l3li; /зу21 =/Jgaiala/tMala- В (3.18) величины [gna\i\ [giA, 121эЬ; lnalr, [622J1 -высокочастотные F-параметры, найденные из графиков на рис. 3.6-3.9 для частоты/1, а [guJa; [ё'ггг'. иьг, [11э]2 И [&22э1з~те же параметры для частоты/2- Величины/у21 вычисляются тем точнее, чем ниже/i и /2. Если /yai для Д и /2 получаются различными, то надо взять среднее значение. Пример 3.1. Требуется рассчитать низкочастотные параметры транзистора ГТ 313А в схеме с ОЭ. Исходные данные: 7-параметры, полученные из графиков на рис. 3.6-3.9: Д = 50 МГц и = 100 МГц; [иэК = 8,8 мСм; ftaali = 8,7 мСм; [2ibIi = 38 мСм; [6213)1 = 38 мСм; [К.Л = = 2880 мСм^; [§223)1 = 0,8 мСм; [&22J1 = мСм; /к = 3 мА; t/кэ = -5В; [guaJa =13,1 мСм; [bU = 8,5 мСм; [g.J. = 21 мСм; [Ь = 1,25 мСм. Расчет 2880 9i = j;=30 мСм; [К21э11 = 1300 мсМ^; 12 J2 = = 2,2; <72 = = 0,5; .з = - = 1.02; 1300 100 1,25 (1 2.2-0,5) (1,02-1,.49-0.5) (2,2. 8,5 = 0,64; 12,8; берем Iyh- 1).0,51-0,5-1,02-1,49) 50:31 50 МГц; /221 = = 70 МГц; 60 МГц; д^, = 50/60 = 0,83; 100/60 =1,67, l + l,67-0,64(l-f0,83) 0,64-1,67 (1 -fO,83-0,83 (1 -f 1.67) + = 52р Ql4 12,8.8,8 (1 + 0,83*)-10-a J 1 , r r . Г' 8,7-10-41+0.83) 47 5 пф! i =l,6 mCm; Cuo =-- n*** 12,8.e,52 g,i = V2880Vl + 0.83 = 90 mCm; = 0,31 mCm; 90.10- 0,8.10-1-f 0,83 ) 220 - 14-6,5.0,832 - = 240 пФ} 2л60.10в 1.4.10-Ч1+0.832) 2n50.10<(l-f0.1762.0,83 ) 1/(1 +5l.90-10- ) =0,176. = 6,3 пФ; пример 3.2. Требуется рассчитать К-параметры транзистора ГТ313А с ОЭ на частоте 80 МГц. Исходные данные: низкочастотные параметры -о = 1.5 мСм; С.ю = 47,5 пФ; go = 90 мСм; С^о = 240 пФ; go = 0,31 мСм; = 6,3 пФ; fei = 12,8; = 6,5; ftj = 0,176, = 80/60= 1,3; 9 J = Mll±IiH=.12,6MCM; K.ia I - 7 = 17,6 пФ; I gia I - = 39 mCm; 1 + 1,32 1 + 1,3 1 + 1,3 1С i 6,3(1+0,176-1,3) - --JJ-ЗнФ. 1 + 1,32 Ul+lth 1,22mCm; кап^,ектЁТГ Po приведены для определенного тока* neurnulf I; - РЗ-ТРЬ' транзистора при другом токе кол- лектора /кг ф /к1 можно подсчитать по формулам: (3.19) [22э1к2 =§224 К2 кГт [/v2i];k2 = 2 Ki k2, 6,g,i9, С,29, Спэ И Сгзэ мало зависят от величины тока коллектора. Пример 3.3. Требуется рассчитать У'-параметры транзистора ГТ ЗШД с ОЭ при /к2 =6 мА; Uk3= -0,5 В на частоте 10 МГц. Исходные данные: К-параметры, полученные по графикам прн /к1 = 5 мА; IgyJ = 5,5 мСм; (б^э! = 5,9 мСм; [gy2s\ = 0,04 мСм; = 0,12 мСм; 22а1 = 0,54 мСм; [Ь^гэ! = 0,82 мСм; Ig] = = 90 мСм; [6.аэ1 = 52 мСм. /21 = 10 90/52 = 17,3 МГц согласно (3.18). 122э1/к2 = 0,54 10-=* с 6/5 = 0,65 мСм; 1/у211,к2 = 17,3 5/6 = 14,5 МГц; 112181/K2 = 104 6/5 = 125 мСм; . ; IУ21Э IKi = К90Ч522= 104 мСм согласно Величины gi2 и можно определить по формулам [3] = (0.15 ...0,2)22; 6,2 = (0,2 ...0,3)622. если они не даны в графиках. При температурах ниже 50-60° С целесообразно применять гер маниевые транзисторы, при более высоких - кремниевые. 120 (3.19). (3.20) (3.21) 3.2. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ Полевые транзисторы содержат полупроводниковый канал п-или р-типа и электроды: исток (и), сток (с) и затвор (з). На сток подается напряжение питания (/си, положительное относительно истока при п-канале и отрицательное при р-канале. На затвор на основе р-л-перехода (рис. 3.10, а) подается отрицательное (-) относитель- л-кана/} viloj р-канал а.
1л(01 р-канал, 5 Рис. 3.10. Схематическое изображение полевых транзисторов. но истока напряжение питания (7зи при п-канале и положительное (+) при р-канале. При изолированном затворе (рнс. 3.10, б) подается положительное (+) напряжение прн /г-канале и отрицательное (-) при р-канале. Увеличение напряжения затвора на основе р - /г-перехода относительно истока уменьшает ток стока /с, а увеличение напряжения изолированного затвора увеличивает его. На сток и затвор подается напряжение от общего источника питания Еа-  г J-=s. JL Xi 2 б 9 Рис. 3.11. Схемы питания полевых транзисторов. Затвор на основе р - л-персхода питается через цепочку авто-смещения (рис. 3 11, а), изолированный затвор при индуцированном канале - через делитель (рис. 3.1,1, б), при встроенном ка1!але он может работать при нулевом напряжении. Напряжения на электродах выбирают так, чтобы рабочая точка находилась в пологой области выхолных (стоковых) характеристик /с (f/c) (рис. 3.12). При этом стремятся избегать чрезмерного тока стока и напряжения пробоя. При расчете линейных схем малого сигнала полевой транзистор, как и биполярный, можно представить в виде активного линейного четырехполюсника (рис. 3.4, 3.5), У-параметры которого можно выразить через параметры эквивалентной схемы (рис. 3.13), которая справедлива для любых полевых транзисторов, включенных по схеме с общим истоком (ОИ). Из этой схемы получаем Упп = ( вСзиоСсио + 18и) + ] (Своо+Сдио); 21и S - jcoCao о : 5; (£0/?,Аи Сее , + 1/?си) -Ы (Се + С^.)- (3-25) 11300 (3.22) (3.23) (3.24) 
и си тих чи Рис. 3 12. Вы.ходпые (стоковые характерисгики) полевых ipair-зисторов. Ркс. 3.13. Эквивалеикгая схема транэисюра. полевого Из этих выражений следует, что (3.26) g.2 = e с3с0 Си,. +1 ?c ; Для современных высокочастотных полевых транзисторов ; 10i ...10 Ом, S = 1...10 мСм; 10*... 10 Ом; С 0,5...6 пФ; Сзс /? 30...50 Ом; С, = 1...10 пФ. 0,05...! пФ; 3.3. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕЛ\Ы С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ И РАСПРЕДЕЛЕННЫЛ\И ПОСТОЯННЫМИ В технике радиоприема используют резонансные системы с сосредоточенными и распределенными постоянными. В радиоприемниках умеренно высоких частот широко применяют резонансные контуры с сосредоточенными постоянными, подобные изображенному на рнс. 3.14. 122 Резонансная частота контура равна со = 1]1/ ГС. (3.27) Резонансное сопротивление контура = LICr. {2,.2Ц Затухание контура d = г/шо = сооСг = П о. (3.29) где П - полоса пропускания контура. Однако уже на метровых волнах размеры катушки индуктив. ности уменьшаются настолько, что ее физическое выполнение затруд. няется, а рост активных потерь в сочетании с уменьшением характе. -1-0 
Рис. 3.15. Коаксиальный резонатор. Рис. 3.16. Несимметричная (а) и симметричная (б) полосковые линии. .Рис. 3.14. Резонансный . контур ристического сопротивления приводит к падению резонансного сопротивления и росту затухания контуров. На дециметровых и сантиметровых волнах резонансные контуры заменяют резонансными системами с распределенными постоянными в виде отрезков коаксиальных или полосковых линий. Разонансные линии эквивалентны параллельным резонансным контурам. Резонансные длины волн ненагруженных короткозамкну-тых линий равны К= 4 П1, (3.30) разомкнутых К = (3.31) где 1 и 2 - любые нечетные и четные числа соответственно. Для расчета параметров контуров, выполненных на отрезках Линий с распределенными постоянными, необходимо знать волновое сопротивление линии W. Для коаксиальной линии с диаметром (внутренним) наружного цилиндрического проводника D и с диаметром внутреннего проводника dg (рис. 3.15) 1Г = 138 IgD/dg. (3.32) Для несимметричной полосковой линии (рис. 3,16, а) с твердым диэлектриком или с воздушным заполнением Г =-10iLl i-, (3.33) (1+ш/Л)1/1 1 ... 3 4 5 6 7 8 9 ... 25 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||