Главная » Книги и журналы

1 ... 14 15 16 17 18 19 20 ... 25

с помощью круговой диаграммы на основе известного импеданса диода 2сд = в плоскости а-а таким, чтобы входное сопротивление отрезка /2 был активным (Z = i?). Требуемое же значение волнового сопротивления W. трансформирующего четвертьволнового отрезка определяют по формуле IFp = VR где W - волновое сопротивление подводящей линии.

В смесительной секции рис. 7.15, в согласование осуществляют реактивным шлейфом /з после диода. В отличие от рассмотренных случаев его длина /з Ф Л/4. Ее выбирают такой, чтобы реактивное сопротивление шлейфа компенсировало реактивную составляющую импеданса диода, включенного последовательно со шлейфом. В этом случае волновое сопротивление подводящей линии следует брать равным активной составляющей импеданса диода, которая нередко имеет величину порядка 50-100 Ом. Методы экспериментальной отработки смесительных секций описаны в [9].

Различные комбинации низкоомных и высокоомных четвертьволновых отрезков, включенные на выходе смесительной секции в цепи промежуточной частоты и тока /тсд, являются по существу запирающими (режекторными) фильтрами для колебаний частот

Рис, 7.17, Обший вид волноводньрх смесительных секций сантиметрового (а) и миллиметрового (б) диапазонов волн.

/с И/г И предотвращают их прохождение в цепи промежуточной частоты и постоянного тока. В схеме на рнс. 7.15, б используется кольцевой режекторный фильтр, действие которого основано на противофазности у его выхода СВЧ колебаний, распространяющихся по двум параллельным кольцевым ветвям с разностью хода Л/2. С таким фильтром выходная емкость смесителя в цепи промежуточной частоты может быть меньше, чем с другими. Ослабление, вносимое режекторными фильтрами для СВЧ колебаний, должно быть более 15...20 дБ в рабочей полосе частот сигнала и гетеродина.

Принципы построения волноводных смесительных секций (рис. 7.16, 7.17) аналогичны рассмотренным. Диод устанавливают в волновод с помощью диододержателя на некотором расстоянии от короткозамкнутого конца волновода. Цепи СВЧ и цепи промежуточной частоты и тока /цпсд развязывают с помощью СВЧ дросселей (рис. 7.16), представляющих собой последовательное соедине-

ние высокоомного короткозамкнутого (последнее только для СВЧ токов) и низкоомного четвертьволновых отрезков коаксиальных линий. Диод согласуют с волноводом, подбирая длину короткозамкнутого отрезка волновода, высоту волновода и сдвиг диода относительно середины широкой стенки.

Для увеличения широкополосности (полосы рабочих частот Праб) смесительных секций применяют диоды коаксиальной конструкции, соединяемые с волноводом с помощью согласованного коаксиально-волноводного перехода (рис. 7.16, б). При этом с той же целью расширения полосы Прд в указанном переходе используют П- или Н-волновод, от которого затем плавно или ступенчато переходят к волноводу стандартного прямоугольного сечения на входе секции [9].

Балансные смесители

В современных радиоприемных устройствах СВЧ в большинстве случаев применяют двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получения низкого коэффициента, шума. Наряду с этим БС обладает и другими преимуществами перед однодиодным небалансным смеси-

5 V

Рис. 7.18. Микрополосковый балансный смеситель:

а -пример топологической схемы с использованием квадратного СВЧ моста (выходные цепи смесительных секций по промежуточной частоте объединены, на входе секции - общий короткозамкнутый четвертьволновый шлейф, подключенный к шлейфу .моста для замыкания токов ПЧ на заземленную пластину); б - общий вид конструкции БС (обведен пунктиром) с микрополосковым гетеродином (/) и развязывающими ферритоаымв у-Циркуляторами (2).

телем. В частности, БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну [9].

Схема БС (рис. 7.18, 7.19) включает две смесительные секции и СВЧ мост (квадратный, кольцевой и др., см. § 3.4). К двум плечам моста подключают смесительные секции, а к двум другим подводят

соответственно мощности сигнала и гетеродина Яг- Работа БС основана на равном распределении мощностей Р^ и Рг между двумя Диодами, но с определенными относительными фазовыми сдвигами, что обеспечивается с помощью СВЧ моста. В результате оказывается [9], что на выходе БС (на промежуточной частоте) преобразованные диодами сигналы PJ2 имеют одинаковые фазы и поэтому суммируются, а щум гетеродина промежуточной частоты, преобразованный из СВЧ щума гетеродина (рис. 7.20), подавляется, так как напряжения щума последнего на выходе Диодов становятся противофазными.

В более общем виде это свойство БС можно сформулировать так: любой преобразуемый сигнал Р^ (не обязательно щумовой), подводимый к тому же плечу БС, что и мощность Ру, на выходе БС оказывается подавленным по сравнению с величиной преобразованного сигнала промежуточной частоты, получаемого на том же выходе при подведении колебаний мощностей Ро и Яр к разным плечам БС. Ука-

Рис. 7.19. Общий вид волноводных балансных смесителей сантиметровых волн с использованием свернутых Т-мостов (а) и щелевых мостов (б), рассмотренных в [9].

ванное свойство БС характеризуют коэффициентом подавления шума гетеродина 5, который обычно лежит в пределах 15-30 дБ.

При идеально:/. СВЧ мосте и полностью идентичных параметрах диодов (смесительных секций) потери преобразования и шумовое отношение БС равны соответствующим величинам одного диода (одной смесительной секции), т. е. Lpg и Пщ, а выходное сопротивление БС при этом равно Явыхсд/2. В таком идеализированном БО величина 5ш оо. В реальных БС значение 5ш конечно, а его расчет, так же как и других параметров БС, приводится ниже.

В схемах БС, как уже указывалось, применяют подобранные пары разнополярных диодов с малым разбросом параметров в паре.

Последнее необходимо для получения > 20 дБ. Разнополяр-иое включение диодов в смесительных секциях (см. рис. 7.18, а) приводит к тому, что, как следует из анализа, шум гетеродина оказывается подавленным непосредственно на общем выводе диодов по

промежуточной частоте, при этом можно использовать обычную схему входной цепи УПЧ, как и с небалансным смесителем. При одинаковой полярности включения диодов необходимо использовать более сложную схему входной цепи УПЧ [9], что нецелесообразно.

В БС используют как квадратурные СВЧ мосты (квадратные, щепевые), так и синфазно-противофазные (кольцевые, Т-мосты), рассмотренные в §3.4 и в [9]. Первые позволяют создавать весьма компактные топологические схемы и конструкции. Однако без принятия специальных мер развязка между входными плечами БС, т. е. между гетеродинным и сигнальным входами БС, с квадратурными мостами получается меньше, чем с синфазно-противофазными. Это различие в развязках можно устранить, если при использовании квадратурного моста смесительные секции подключить к нему со сдвигом по фазе на 90, т. е. одну из них подключить через дополнительный отрезок линии длиной Л/4.

Конструкции волноводных БС достаточно подробно рас-, смотрены в [9].

В настоящее время паи-. более распространены широкополосные БС, подобные изображенным на рис. 7.18, 7.19. Они имеют относительно широкую полосу рабочих частот (Прзб/ от единиц до

10......20% и более). Такие

БС являются также широкополосными в смысле равенства импедансов нагрузок диодов на частотах и /з (см. с. 315). Вместе с тем необходимо учитывать, что наименьший коэффициент шума можно получить только в . узкополосном смесителе с реактивной нагрузкой диодов на частоте /3. В таком смесителе потери преобразования могут достигнуть предельно малой величины (црд = 1,5...2 дБ) благодаря использованию энергии сигнала зеркальной частоты /3, возникающего в смесителе. В настоящее время наличие высококачественных ДБШ с низким сопротивлением

Рис. 7.20. К процессу преобразования шума гетеродина в смесителе:

Ршг(/) - зависимость спектральной плотности мощности шума гетеродина от частоты; заштрихованные области - участки спектра шума гетеродина, которые после преобразования попадают в полссу пропускания УПЧ,

потерь Гпоо

позволяет создавать и использовать подобные узкопо-

лосные малошумящие смесители (МШС), выполняемые обычно балансными. Такие МШС по величине коэффициента шума могут конкурировать с некоторыми типами МШУ. Особенности построения узкополосных МШС отмечены в [9].

Наиболее подходящей для многих применений является схема МШС с фазовым подавлением зеркального канала приема и с воз-

вращением энергии зеркальной частоты /з,возникающей в смесителе (рнс. 7.21). Эта схема включает в себя два балансных смесителя, и поэтому для краткости ее удобно назвать малошумящим двухба-лансным смесителем (МШДБС). Преимуществами МШДБС по сравнению с другими МШС являются: отсутствие селективных элементов в виде узкополосных высокодобротных фильтров, во;можность приема сигналов в широкой полосе частот Прд'с одновременным подавлением зеркального канала и отсутствие ограничений на величину промежуточной частоты снизу.

МШДБС работает следующим образом. Принимаемый сигнал с помощью синфазного делителя делят по мощности пополам с оди> наковыми фазами колебаний и подводят к двум одинаковым БС.

UcSinuct

Синфазный делигпет

Aclt

Uciinuct

Ксуммато-ришна/юв ПЧ

У

Квадратурный депитепь

fr

Сумматор квадратурных сигналов ПЧ

\lUrSin((Jrt-rr/2)

К УПЧ

Un2=iJnSLn(uJnt-ir/2)

а

всг

Х7Л

/1/4

к сумматору сигнаповпч

Рис. 7.21. Малотумящий двухбалансный смеситель с фазовым подавлением зеркального канала:

а - структурная схема; б - пример топологической микрополосковой схемы; СД - сня-фазный делитель мощности пополам в виде Т-соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе; К.Ц - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратного СВЧ моста с согласованной нагрузкой в неиспользуемом плече (см, § 3.4).

Колебания гетеродина подводят к этим БС через квадратурный делитель мощности пополам, так что фазы этих колебаний на гетеродинных входах БС отличаются на 90°. Поэтому выходные сигналы смесителей на промежуточной частоте будут тоже квадратурными, т. е. их фазы будут отличаться на 90 , а амплитуды будут одинаковы.

Суммируются эти сигналы в специальном сумматоре квадратурных сигналов промежуточной частоты, амплитуда выходного сигнала которого зависит от соотношения фаз входных сигналов: от величины и знака их разности. В частности, при приеме сигнала на частоте/с, когда напряжение Мщ на выходе БС1, например, опережает на 90° напряжение пг на выходе БС2 (как показано на рис. 7.21, а), сумматор включают так, чтобы его выходной сигнал был максимальным. Свойства сумматора таковы, что если опережающим станет напряжение п2. то выходной сигнал сумматора станет равным нулю.

Именно таким будет соотношение фаз напряжений щ, и^ч при приеме сигнала на частоте зеркального канала* /зк, поскольку знак разности частот /п зк = /г - /зк противоположен знаку /п = = /г - /с- Следовательно, в идеализированных условиях, при приеме сигнала частоты /з„ сигнала на выходе сумматора не будет, т. е. зеркальный канал приема подавляется.

Анализ схемы рис. 7.21 показывает, что при преобразовании в смесителях сигнала частоты /с полезно используется также энергия сигналов зеркальной частоты /з, возникающих в каждом БС в процессе преобразования и распространяющихся из них в направлении синфазного делителя. В плоскости симметрии последнего (})азы этих сигналов (равные по амплитуде при одинаковых БС) оказываются противоположными (результирующее напряжение равно нулю), поэтому во входном плече син(})азного делителя колебания частоты /з не возбуждаются и энергия этих колебаний не распространяется к источнику сигнала /с (к антенне). Поэтому сигнал частоты /з, возникший, например, в БС1, поступает в БС2 и, наоборот, из БС2 - в БС1. В них эти сигналы преобразуются в сигналы промежуточной частоты, фазы которых будут совпадать с фазой первичных сигналов промежуточной частоты (от первичного преобразования сигнала /с), если электрическое расстояние от сигнальных входов БС1 и БС2 до плоскости симметрии синфазного делителя равно Л /4 (или нечетному числу Лс/4). Таким образом, энергия колебаний зеркальной частоты преобразуется в энергию промежуточной частоты, что приводит к снижению потерь преобразования смесителей и, в конечном счете, к снижению коэффициента шума на I-1,5 дБ.

Можно показать, что для возвращения энергии зеркальной частоты в балансных смесителях МШДБС необходимо использовать синфазно-противофазные мосты. Можно применять и квадратурные мосты, но со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на расстояние Л/4, как показано на рис. 7.21, б.

В качестве синфазного делителя в полосковых и микрополосковых МШДБС применяют Т-соединение полосковых проводников (рис. 7,21, б), а в волноводных устройствах - Т-мост с короткоза-

* Частоты /зк и /з равны между собой. Два обозначения введены для более четкого отличия сигнала, поступающего в смеситель из антенны по .зеркальному каналу приема, от сигнала, возникающего в смесителе и распространяющегося в сторону антенны.

мыкателем в-Е-плече. Для согласования Т-соединения со стороны его входного плеча в последнем используют четвертьволновый трансформирующий отрезок линии, как показано на рис. 7.21, б. Волновое сопротивление этого отрезка определяют по соотнощению

W /2

где Wbs, Wbmx - волновые сопротивления подводящей линии входного и выходных плеч Т-соединения соответственно.

При Гвх = вых = получаем W, = W/\2. Вместо полоскового (микрополоскового) Т-соединения можно использовать также кольцевой мост как аналог волноводного Т-моста; при этом сигнал частоты /с подводят к плечу 2 или 3 (см. рис. 3.30), а соответственно к плечуили 1 подключают реактивный отражатель - короткозамкнутый или разомкнутый щлейф, длину которого подбирают экспериментально по минимуму коэффициента шума.

В качестве квадратурного делителя мощности пополам удобно, использовать квйдратный (рис. 7.21, б) или щелевой мост с согласованной нагрузкой в неиспользуемом плече. Сумматором квадратурных сигналов промежуточной частоты может тоже служить квадра-турный мост, предназначенный для работы на промежуточной частоте и, в зависимости от величины последней, реализуемый иа сосредоточенных или распределенных элементах. Используют 1акже и другие схемы суммирования квадратурных выходных сигналов смесителей Ищ, 112, 13].

Расчет параметров балансного смесителя

Основными параметрами БС являются: потери преобразования Lbc, шумовое отношение Пбс, выходное сопротивление Гъс, коэффициент подавления шума гетеродина 5ш и нормированный коэффициент шума f БС норм. Эти параметры, за исключением 5ш. характеризуют БС как линейный шумящий четырехполюсник и имеют тот же смысл, что и соответствующие параметры диода цро, ц Грх сд Fhop (см. с. 317-318).

Исходными данными при расчете параметров БС являются параметры смесительных диодов Lpg, Пщ, Гвых сд и параметры СВЧ моста: его потери L, и разбаланс - амплитудный б и фазовый ДО (см. § 3.4). В качестве параметров диодов для инженерных расчетов можно использовать их паспортные параметры, указанные в справочниках [10] и табл. 7.1. Потери и разбаланс амплитуд СВЧ моста определяют по формулам (3.66), (3.68), (3.70), графику рис. 3.31 и -численным данным на с. 139, 141. Обычно на сантиметровых волнах потери мостов различных типов лежат в пределах L iv 0,1...0,3 дБ, иа миллиметровых волнах L 0,2...0,5 дБ (верхний предел в основном соответствует коротковолновой части диапазона). Разбаланс амплитуд в зависимости от полосы Прдб обычно не превосходит б^±0,2...0,4 дБ, а разбаланс фаз для значений

Праб/о < 5; 10 и 20% можно принять соответственно равным АО = = ± 1...2, ± 3...5 и ±5...7°.

При расчете параметров БС предполагают, что нагрузки его входных плеч (источники колебании Р^. и Р^) согласованы, а входной импеданс УПЧ с выходной емкостью БС настроены в резонанс, т. е. результирующая нагрузка БС по промежуточной частоте активна (/?пч)- Обозначения номеров диодов и входных плеч БС соответствуют рис. 7.18, а.

В схемах БС диоды и, следовательно, их выходные сопротивления рыхсд!,2 включены по промежуточной частоте параллельно друг другу, поэтому .

бс - / вых сд вых сд 2(вых СД1 + вых СД г)-

(7.24)

Разброс сопротивлений Гвыхсд У различных образцов диодов в пределах одного типа, как видно из табл. 7.1, весьма велик. В подобранных парах диодов он значительно меньше й у промышленно выпускаемых парных диодов обычно равен (гвыхсд i - выхсд2) < ±30 Ом, т. е. г' = Гвых сд i/вых сд 2 < I ± 30/Гвых сд 2. где величине Гвыхсд2 соответствует интервал паспортных значений rBix сд (табл. 7.1). Однако наиболее неблагоприятному случаю соответствует экстремальное значение г', которое получается при г^ых сд 2 = = выхбдт!п. где Гвых СД min - минимальная паспортная величина Гвыхсд- Тогда следует записать

= еыхСД IBbix сд 2 I + 30/Гвых СДгаЛп- (7-25)

с подобранной парой диодов гбс ~ 0,5гвых сд- При расчете вхоц-ной цепи УПЧ за величину выходного сопротивления БС принимают гбс ср = 0,5Гвь, сд ср, где Гвых сд ср - среднее значение интервала паспортных значений Гвыхсд-

Параметры БС зависят от разбаланса в нем амплитуд и фаз. Разбаланс амплитуд БС обусловлен тем, что в общем случае разбаланс моста б 1, а параметры диодов не равны между собой:

L = inpei/прб2 1; = вых сд 1вых сд 2 1

Разбаланс фаз БС вызван разбалансом фаз моста АО и неидентичностью коэффициентов отражения (импедансов) смесительных секций. Он равен разности фаз между комплексными амплитудами и„ч1, пчг выходных напряжений промежуточной частоты диодов БС и в общем случае влияет на величины Lbs и 5ц,.

Как показывает анализ [91, на часютах /с > I Гц при широкополосных смесительных секциях и промежуточной частоте fa 30...60 МГц влияние разбаланса фаз БС невелико и им можно пренебречь. При высоких значениях промежуточной частоты (/ > > 60... 100 МГц) влияние разбаланса фаз БС может стать существенным. Приводимые далее формулы для расчета Lbc и 8ш соот-

ветствуют наиболее распространенным значениям промежуточной частоты/п 30...60 МГц.

В большинстве практических случаев потери преобразования БС, нормированные к потерям преобразования одного из диодов, равны

lбc = Uc/L pg, 2L(14-/-)/{l + VI7?) (7.26)

где L = .ирб/прбз; = Wcfl х/сдг (при принятых здесь обозначениях L, г' нормирование следует производить по отношению к диоду Д2). У промышленно выпускаемых для БС парных диодов величина L < 0,5 дБ, т. е. L < 1,12.

Например, при использовании пары диодов типа ЗА111Б (см. табл. 7.1), у которой Lp, = 5 дБ, Lpg = 4,5 дБ, L = 0,5 дБ, выхслпи.-.-ЗОО Ом, г' = 1 -f 30/300= 1,1; согласно (7.26) находим Lro = 2 . 1,12 (14- 1,1)/(1 +К1.12 1,1)=1,06 (0,26 дБ). Тогда Leg = Ёсцрбо- Выражая эти величины в децибелах, получаем Lbc = Uc + L p6, = 0,26 + 4,5 = 4,76 дБ.

Таким образом, при использовании подобранных пар диодов у которых OTHOUJCHHe потерь преобразования L < 0,5 дБ, а отно шение выходных сопротивлений удовлетворяет соотношению (7.25) потери преобразования БС приблизительно равны среднему значе нию потерь преобразования диодов, выраженных в децибелах При расчете величины /-ы. на основе максимальных значений прбшах приведенных в табл,. 7.1 или в справочниках, следует

ирб max

прин.чть Lbc , .....

Коэффициент подавления шума гетеродина балансного смесителя в соответствии с определением, приведенным на с. 326, можно записать в виде

(Рпч)с (Р нч)с

пчС rice

где Р(. с. Ро г - равные мощности сигналов, поочередно подводимые соответственно к сигнальному и гетеродинному входам БС, (Рт1ч)с о (Рпч)с г - обусловленные ими мощности промежуточной частоты на выходе БС.

Практически коэффициент подавления Si рассчитывают по формуле . ,

S{\-\-VbL r)V(\-VbL rf.

(7.27)

где 6 - разбаланс-амплитуд СВЧ моста, а произведение 6L/- характеризует разбаланс амплитуд балансного смесителя. Зависимость, рассчитанная по формуле (7.27), приведена на рис. 7.22. Например, для условий предыдущего примера, полагая б = 0,3 дБ, определяем 6LV 1дБ] = б 1дБ] + L [дБ1 + 10 Ig г' = 0,3 + 0,5 4-+ 0,4 = 1,2 дБ и по рис. 7.22 находим 5ш 24 дБ,

Рассмотрим шумовые характеристики БС. Шумовое отношение БС в большинстве практических случаев равно

= ( ш1 + ш2)/2.

(7.28)

При расчете величины бс на основе максимальных значений Яштах1 Приведенных 3 табл. 7.1 или справочниках, следует принять БСтах == max- Как ВИДНО ИЗ табл. 7.1, ДЛЯ ДБШ шумовое отношение в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих диодов величину можно определить с помощью формулы (7.20) на основе данных по Lpg и Lhopm. приведенных в этой таблице или в справочнике [10], и затем принять Ибс Иш-Таким образом можно найти, например, для диодов ЗА111Б, АА112Б, АА113А значения Пщ 1,0; 0,85; 1,0 соответственно.

Шум гетеродина, преобразованный в шум промежуточной частоты, увеличивает результирующий выходной шум БС. Последний можно характеризовать суммарным шумовым отношением

БС2 = БС + n,ILLbcS, (7.29)

п

О ±2 а tS SLrS

Рис. 7.22. Зависимость коэффициента подавления шума гетеродина БС от разбаланса амплитуд.

где г - шумовое отношение гетеродина; L - потери моста, упомянутые в начале этого раздела. Параметр Ивсг представляет собой шумовое отношение балансного преобразователя частоты. Величину определяют как

г = (/ш г с + Яш г 8)/ЛГоП , (7.30)

где Яш г с. Яш г 8 - номинальная мощность амплитудного шума гетеродина на

частотах /с и /з соответственно, содержащаяся в полосе пропускания УПЧ (Пц) и подводимая к гетеродинному входу БС (см. рис. 7.20).

Для характеристики уровня выходного шума гетеродина удобно пользоваться понятием удельного шумового отношения гетеродина /Гго [1/мВт], соответствующего относительной величине выходного шума гетеродина, приходящегося на 1 мВт его выходной мощности несущих колебаний Ягвых [мВт], т. е.

тч - (Ящ го + Яш г bVL-JkTaPi вых- (7.31)

Отсюда следует, что

г == гоЯр,

(7.32)

где Яр - мощность гетеродина, подводимая ко входу БС, мВт.

Величина Пго зависит от типа гетеродина, рабочей длины волны и величины промежуточной частоты. У отражательных клистронов. ЛОВ, генераторов Ганна величина на сантиметровых волнах лежит в пределах от единиц до нескольких десятков 1/мВт, а на миллиметровых волнах - от десятков до сотен и тысяч 1/мВт.

Распространенной характеристикой амплитудного шума гетеродина является также относительная спектральная плотность мощ-

ности шума [дБ/Гц]: lOlg

(Рщ г c Рщ г з)вых Пп Ргвых

= 101gn;o-174.

(7.33)

Величина обычно лежит в пределах -(100...180) дБ/Гц. Уровни шума гетеродинов различных типов приведены в § 8.4.

Используя (7.29) и учитывая потери моста L , общий коэффициент шума балансного преобразователя частоты с УПЧ аналогично (7.19) получаем в виде

Nnc п = L Lbc( bc + nJLLscSui + N-1): (7.34)

Отсюда следует, что для исключения влияния шума гетеродина на величину Л^Бс п необходимо выполнить условие

nJlLscm -< БС + Л/п - 1-

(7.35)

Нормированный коэффициент шума балансного преобразователя частоты Ръс'пори рассчитывается по формуле (7.34) при = = 1,5 дБ (1,41). . *

Мощность гетеродина Р^, которую требуется подвести ко входу БС, зависит от выбранного типа диодов. Как уже отмечалось (см. с. 319), существует оптимальное значение (, , при котором. Л^БСп достигает минимума. При работе с fп > 1 МГц и использовании ТКД оптимальная мощность гетеродина, которую необходимо подвести к каждому диоду БС, равна Р^. jj. = 0,6... 1 мВт. При использовании арсенидногаллиевых ДБШ без положительного смещения Яр OUT = 2...4 мВт, с положительным смещением i/ = 0,3...0,6 В значение Я

ность на гетеродинном входе БС вычисляют по формуле Я = 2L P

г nt уменьшается в 2...3 раза [91. Необходимую мощ-iHHHOM входе БС вычисляют по формуле

(7.36)

м^ г опт

где L - потери СВЧ моста.

Пример 7.1. Спроектировать и рассчитать параметры микрополоскового БС 3-сантиметрового диапазона волн, пригодного для включения по схеме МШДБС (рис. 7.21).

Исходные данные: /vf, = 3,2 см (/о = 9375 МГц), относительная . полоса рабочих частот Пр/Д, = 6%, коэффициент шума Л/бьп< 8 дБ при коэффициенте шума УПЧ Л/п = 2 дБ и относительной спектральной плотности мощности шума гетеродина < -160 дБ/Гц. Промежуточная частота = 30 МГц. Подложка из поликора (е = 9,8) толщиной/г = 0,5 мм. Волновое сопротивление подводящих линий IF = 50 Ом.

Проектирование и. расчет

1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по табл. 7.1. Используем ДБШ типа АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющие при Яг = 3 мВт потери преобразования Lq 334

6. дБ, шумовое отношение (как установлено при рассмотрении величины Пбс по формуле (7.28)) ш 0,85, Гвыхсд = 440...640 Ом и / норм < 7 дБ.

2. Проектируем топологическую схему смесительной секции. Выбираем схему рнс. 7.15, а. Волновые сопротивления четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепп секций принимаем равными 20 и 90 Ом соответственнд для ннзкоомных разомкнутых и высоко-омных отрезков по соображениям, излагавшимся в примерах расчетов 3.6, 4.11, приведенных в §3.4, 4.4. Геометрические размеры этих отрезков-следует рассчитывать по формулам §3.4 с учетом влияния разомкнутого конца аналогично тому, как в упомянутых примерах расчетов.

3. Проектируем СВЧ мост. В балансном смесителе, предназначенном для МШДБС, необходимо использовать синфазно-противофазные, т. е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако, учитывая относительно неширокую заданную полосу flpg, целесообразно использовать квадратурный двухшлейфный мост со сдвигом смесительных секции друг относительно друга на Л/4, поскольку с Ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (рис. 7.21, б).

Расчет и проектирование двухшлейфного моста приведены в § 3.4 (пример 3.7). Из полученных в нем результатов расчета потерь про-, водимости отрезков МПЛ моста (в МПЛ с подложкой из поликора потери проводимости являются преобладающими) следует, что в коротковолновой части сантиметрового диапазона волн потери такого моста L < 0,1 дБ и ими при дальнейшем расчете БС можно пренебречь. Разбаланс амплитуд моста б определим на основе количественных данных о параметрах двух- и трехшлейфных мостов, приведенных в §3.4 (с. 139) для Прд/о = 2%. Полагая частотную зависимость б (/) приблизительно линейной, подобно рис. 3,31, для Праб о = 6% найдем б = 0,12 дБ.

4. Определяем разброс параметров,диодов в паре. Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом г^ых сд согласно формуле (7.25), т. е. г' = 1 + 30/440 1,07, и разбросом 1прб, при котором L = 0,5 дБ.J

5. Находим ГБСср = 0,5гвыхсдср = 270Ом и принимаем Lbc max==

прбгаах

= б дБ, Бс ж ш = 0,85.

6. Рассчитываем величину 6LV (дБ) = 0,12 + 0,5 + 10 lgl,07=. = 0,92 дБ и по графику рис. 7.22 определяем коэффициент подавления шума гетеродина 5ш = 26 дБ.

7. Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле (7.36), полагая оптимальную мощность гетеродина равной паспортной (Яр опт = 3 мВт):

Яг = 2 3 = 6 мВт.

8. Определяем шумовое отношение гетеродина по формулам (7.33) и (7.32):

Пг =. ant Ig К/10)/10 Го = ant Ig (-160/10)/(10 4 10-)=25;

flr = 25 - б = 150.

9. Рассчитываем коэффициент шума по формуле (7.34): Л^БСп = 4(0,85 + 150/4 400 + 1,58 - 1) = 6,09 = 7,84 дБ.

Смеситель АПЧ радиолокационного приемника

В импульсных радиолокационных приемниках с автономным гетеродином используют систему АПЧ для стабилизации разностной частоты гетеродина и передатчика/р = /г - /с I- Важным элементом этой системы является СВЧ смеситель. Последний имеет такие же схему н конструкцию, как смеситель принимаемого сигнала, но существенно отличается от него режимом и условиями работы: преобразуемый импульсный сигнал Яс. ответвляемый из тракта

0,08-0,0*1

o,oz\

								10 мВт
						-Н		6 мВт 4 мВт

передатчика, является большим по сравнению с сигна- лом гетеродина Р^, процесс преобразования происходит не в паузе между импульса-, ми передатчика, а одновременно с работой последнего.

Работа при больших сигналах Рс приводит к тому,что смеситель превращается в не шнеГшый преобразователь. При этом возрастают токи высших комбинационных частот, в частности наиболее опасных нз них - второй/jp = -2/с и третьей /др = 3/г-3/с lapMOHHK разностной частоты /р. Токи последних могут стать соизмеримыми с током частоты /р, так же как и выходные напряжения смесителя этих частот t/p, L/jp, (Удр. В результате возможно ложное срабатывание системы АПЧ по гармоникам разностной частоты и полное нарушение работы приемника.

Схему и рабочие уровни мощностей Pg и Рр смесителя АПЧ нужно выбирать такими, чтобы его выходное напряжение разностной частоты t/p было возможно больше для устранения влияния различных наводок по цепям СВЧ и промежуточьюй частоты, а отношения выходных напряжений полезного сигнала и его гармоник Up/Up, Up/i/gp были максимально возможными для исключения ложных срабатываний системы АПЧ. Этим требованиям в наибольшей степени удовлетворяет балансный смеситель АПЧ, вследствие чего его обычно и используют, хотя его шумовые свойства в данном случае не имеют никакого значения.

Одним из наиболее важных достоинств балансного смесителя здесь является его свойство подавлять четные гармоники выходного сигнала, в том числе и наиболее опасную из них - вторую. Степень 336

о 8 10 lit Зг М 48 56 64Рс,мВт

Г'ис. 7,23. Обобщенные- амплитудные характеристики диодного смесителя при различных мощностях гетеродина.

подавления четных гармоник тем выше, чем меньше разбаланс амплитуд и фаз балансного смесителя и, в частности, чем меньше разброс параметров диодов. Поэтому в БС АПЧ тоже необходимо использовать пары диодов с подобранными параметрами, как и в БС принимаемого сигнала [9].

Амплитудные характеристики смесителя Lp (Рс, Рр), выражающие зависимость его выходного напряжения от входных мощностей сигнала и гетеродина, позволяют выбрать рабочие значения Рс, Рр и определить соответствующее им значение напряжения U.

При проектировании смесителя АПЧ следует пользоваться обобщенными амплитудными характеристиками смесителя, приведенными на рис. 7.23. Они в равной степени пригодны как для балансного, так и для небалансного смесителей, при этом мощности -Рс, Рр рассматриваются на входе, а - действующее значение напряжения на выходе того или иного смесителя. С их помощью можно выбрать рабочие мощности Рс, Рр и рассчитать выходное напряжение L/p, если известны потери преобразования смесителя при малом сигнале Lc- определенные при данном сопротивлении нагрузки смесителя Ррна разностной (промежуточной) частоте. Как и ранее, предполагается, что эта нагрузка активна, т. е. выходная емкость смесителя компенсируется реактивностью его нагрузки.

Потери преобразования балансного смесителя при малом сигнале рассчитывают через потери преобразования Lbc (см. (7.26)), т. е.

мс

4г

/ г 1 +

БСсрУ

Rv I

(7.37)

где гвсср - среднее значение выходного сопротивления БС.

Сопротивление нагрузки Рр целесообразно выбирать из условия

К Рр/гБсср< 5, (7.38)

так как при этом выходное напряжение Lp будет больше, чем при , номинальной нагрузке [9], что следует из представления выходной цепи смесителя в виде эквивалентного генератора э. д. с. разиосг-иой частоты.

Как видно из рис. 7.23, амплитудные характеристики имеют участок насыщения, иа котором при значительных изменениях мощности сигнала Рс напряжение Lp меняется весьма слабо. Именно этот участок и выбирают в качестве рабочего, поскольку при этом стабилизируется Up и обеспечивается устойчивая работа системы АПЧ в реальных условиях при изменении мощности передатчика в широких преде^тах.

Теоретические и экспериментальные исследования зависимостей величины напряжений Lp, Ljp, U.p и степени подавления четных гармоник от уровней мощности Рс и Рр показали [9], что наиболее целесообразными рабочими уровнями Рс. Рг в БС АПЧ являются:

Рс = ЮРр, (7.39)

где Р, = 3...4 мВт для ТКД, Рг = 8...10 мВт для ДБШ.

при таких мощностях Рс, Рг получается достаточно большое выходное напряжение (.Ур 0,3...1,5 В, значительное (~13 дБ) подав-ление второй гармоники разностной частоты U.2p и достаточно низкий уровень напряжений второй и третьей гармоник по сравнению

с напряжением

UJUh

34...38 дБ).

Пример 7 2. Спроектировать микрополосковый БС АПЧ для импульсного радиолокационного приемника 3-сантиметрового диапазона.

Исходные данные: = 3,2 см, рабочая полоса частот Прад о = = 6%, в канале принимаемого cni нала используют БС на диодах АА112Б, рассчитанный в примере 7.1.

Проектирование и расчет

1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по табл. 7.1. Обычно в смесителях сигнала и АПЧ используют один и тот же тип диодов (но различных групп по величине новм- слн они имеются) с целью унификации схемы и конструкции обоих смесителей, В данном случае отсутствуют диоды АА112 с большей, чем у диодов АА112Б, величиной fop 110]. Поэтому в БС АПЧ применим те же диоды АА112Б (в парном подборе) и ту же топологическую схему БС, что и в примере 7.1, с той лишь разницей, что в БС АПЧ можно отказаться от сдвига смесительных секций на Л/4 (рис. 7.21) для уменьшения размеров схемы.

Диоды АА112Б представляют собой ДБШ и имеют Lpg < б дБ, выхсд = 440...640 Ом (табл. 7.1).

2. Выбираем согласно (7.39) рабочие уровни мощностей гетерот дина Яг = 9 мВт и сигнала Р^ = ЮЯ = 10-9 = 90 мВт.

3. Определяем Гвсср = (440 + 640)/2.2 == 270 Ом и выбираем сопротивление нагрузки БС АПЧ согласно (7.38) равным = = Згбсср = 3 . 270 = 810 м.

4. Рассчитываем поформуле (7.37) потери преобразования малого сигнала, принимая Lrc = т,

4-270

5. По графику рис. 7.23 для Я

-БС = Ьдрба^ = 6 дБ (4): 4-810 , у^5з4, 810 У

= 9 мВт и Яс

= 90 мВт находим

L/p j/L j, p = 0,091 В/0м1/2, откуда рассчитываем выходное напряжение БС АПЧ: р = 0,091/]/ 5,34/810 - 1.12 В.

Импульсный сигнал Яс для БС АПЧ ответвляют из тракта передатчика РЛС с помощью предельных или направленных ответви* татей, которые на сантиметровых и миллиметровых волнах являют-, ся волноводными устройствами. Микрополосковые направленные ответвители (см. § 3.4) для этих целей можно использовать только в маломощных РЛС. Предельный ответвитель имеет простейшую конструкцию, минимальные габариты и поэтому получил распространение, особенно в малогабаритных бортовых РЛС. Расчет и проектирование предельного ответвителя приведены в [9].

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Радиоприемные устройства. Под ред. И, В. БоГ.рова. М., Сов радио 1971. Авт.: Н. Е. Бобров, Г, В, .Максимов, В, И. Мичурин, Д. П. Николаев

2. Арсланоз М. 3.. Рябкоа В. Ф. Радиоприемные устройства. М Сов радио , 1972.

3. Смогилев К. А., Вознесенскнй И. В., Филиппов Л. А. Радяопоием-ники СВЧ. М., Воениздат, 1967.

4. Газлинг В. Применение полевых транзисторов. М., Энергия , 1970.

5. СВЧ устройства на полупронодниковых диодах. Под ред. И. В.маль-ского, Б. В, Сестрорецкого. М СОв. радио , 1969. Авт: М. А. Абдюханов, Л. А, Биргер, И, А. Болошин и др.

6. Чжоу В. Ф. Принципы построения схем иа туннельных диодах. Пер с англ. Н. 3. Шварца. М,. Мир , 1966.

7. Акчурин Э. А., Руль В В., Спирин В. Я. Туннельные диоды в технике связи. М Связь , 1971.

8. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. М., Сои. радио , 1-971.

9. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных, приемников. М Сов. радио , 1973,

10. Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., Энергия , 1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И, Иванов, В. Д. Галахов и др.

11. .Пебедев И: В, Техника и приборы СВЧ, Т. 1. М., Высшая школа . 1970.

12. Лосе. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в приемниках СВЧ. - Электроника , 1965, № 14, с. 22-28.

13. Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткин В. С. Построение схемы диодных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального канала.-- В кн.; Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред, И. Ф. Николаевского. Вып. 14, М., Связь , 1974, с. 49-58.

ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ

8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Гетеродин приемника формирует вспомогательное гармоническое напряжение, необходимое для преобразования частоты. Основными требованиями, предъявляемыми к гетеродину, являются:

- обеспечение необходимого значения рабочей частоты и перестройки ее в заданном диапазоне;

- стабильность частоты генерируемых колебаний;

- обеспечение необходимой амплитуды выходного напряжения И ее постоянство;

- минимальный уровень гармоник выходного напряжения.

Простейшие гетеродины представляют собой однокаскадиые генераторы с самовозбуждением на транзисторах. Такие'гетеродины находят применение в радио- и телевизионных приемниках, а также в некоторых профессиональных устройствах, в которых не требуется высокая точность настройки. К группе простейших гетеродинов

могут быть отнесены клистронные гетеродины, а также гетеродины на туннельных диодах.

К недостаткам гетеродинов, выполненных по простейшим схемам, относится Низкая стабильность их частоты. Поэтому в большинстве профессиональных радиоприемных устройств, где важны точность установки частоты гетеродина и высокая ее стабильность, используют более сложные схемы. В качестве примеров можно назвать схемы генераторов с многократным умножением частоты, схемы синтезаторов частоты, квантовых генераторов, обеспечивающих исключительно высокую стабильность частоты.

Широко распространены схемы гетеродинов с кварцевой стабилизацией частоты. Их достоинством является возможность получения стабильных колебаний при относительной простоте. Так, простейший кварцевый генератор без дополнительных мер может обеспечить относительную нестабильность частоты порядка 10-. Использование стабильных источников питания, термостатирование и герме!и.ация позволяют уменьшить нестабильность частоты кварцевого гетеродина до

8.2. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ КИЛОМЕТРОВЫХ, ГЕКТОМЕТРОВЫХ, ДЕКАМЕТРОВЫХ И МЕТРОВЫХ ВОЛН НА ТРАНЗИСТОРАХ

Практическое применение находят генераторы с трансформаторной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью (рис. 8.1, а-в). Кроме обычных генераторов с самовозбуждением широко применяют кварцевые генераторы. Для примера можно привести схему генератора (рис. 8.1, г), в которой кварцевый резонатор включен в цепь обратной связи. В качестве контурного конденсатора можно использовать варикап (рис. 8.1, д). Тогда осуществляется электронная настройка гетеродина, упрощается решение задачи дистанционного управления. Гетеродин можно также выполнить на типовой ИС (рнс. 8.1, е), где необходимый фазовый сдвиг получается благодаря определенному включению транзисторов.

При энергетическом расчете автогенераторов следует учитывать особенности транзисторов, проявляющиеся на высоких частотах.

Сдвиг по фазе между напряжением возбуждения и первой гармоникой тока коллектора, вызванный комплексностью проводимости У,1, приводит к тому, что для выполнения условия баланса фаз f и -f <Piji О (где ф„ - фазовый угол колебательного контура), собетВеияАя частота контура /о должна отличаться от частоты генерируемых колебаний /.

значительное время дрейфа неосновных носителей в области базы ( др вызывает увеличение угла отсечки тока коллектора на высоких частотах.

Наконец, уменьшение модуля проводимости У^! и коэффициента усиления транзистора по току с увеличением частоты требует

Рис, 8.1. Схемы гетеродинов:

а -в с трансформаторкой, автотрансформаторной и емкостной обратной связью соответственно; г - .с кварцевой стабилизацией частоты; д - с электронной настройкой; е - на ИС К2УС282.

увеличения напряжения, подаваемого на базу через иепь обратной связи, по сравнению с его значением на низких частотах.

Энергетический расчет гетеродинов

Энергетический расчет гетеродинов, выполненных по схемам. Приведенным на рис. 8.1, а-в, одинаков.

Исходными данными для расчета на заданную мощность являются активная составляющая генерируемой мощности Par и частота Колебаний /. По этим данным выбирают тип транзистора. Для расчета должны быть известны статические характеристики, У-пара-. Метры на заданной частоте (или в заданном диапазоне частот) и вре-

дрейфа др. В начале расчета выбирают угол отсечки тока коллек-Тсра 9 = 70...90° и напряжение источника питания коллектора

Приведем порядок приближенного энергетического расчета авто-Г'енератора в критическом режиме.

Полная генерируемая мощность

Рг -Par/cos фн, (8.1)

где ф„ =-aretg /y2i; /y2t-частота, на которой модуль У^ уменьшается в Y2 раз (см. гл. 3).

Коэффициент использования источника питания коллектора

5=1- 2P,/(£,S pai), (8.2)

где5 р - крутизна линии критического режима (определяется по выходным характеристикам транзистора, см. рис. 8.2); = ур (0) коэффициент разложения косинусоидального импульса для первой гармоники, определяется по таблицам А. И. Берга.

I Линия критичгскт режима

Рис. 8.2. Выходные характеристики транзистора.

Амплитуда напряжения на нагрузке коллекторной цепи

tK = 1нр(£п1р. (8.3)

Амплитуда первой гармоники тока коллектора

/ 1 = 2Р,/(;,э. {8-4)

Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора в критическом режиме

2з кр - и kJ i

(8.5) (8.6)

Амплитуда импульса тока коллектора ки =

Постоянная составляющая тока коллектора

/к = /ки 0. (8.7)

где о- коэффициент разложения, для постоянной составляющей тока коллектора, определяемый по таблицам А. И. Берга. Мощность, потребляемая от источника.

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора,

Рк = Рп - Par-

Угол отсечки тока эмиттера

= е„ - ©/

дрг

(8.8) (8.9) (8.10)

где др = 1 216 р.

т == 1,2; 1,6 для бездрейфовых и дрейфовых транзисторов соответственно.

Коэффициент усиления транзисторна по току, включенного в схеме с ОБ, на частоте /

/JaiOWVr+M /, (8.11)

где 21Б - коэффициент усиления по току на низкой частоте; /216 ~ критическая частота по/ijig.

Амплитуда первой гармоники тока эмиттера

Амплитуда импульса тока эмиттера

/3 = VaiB. (8.13)

где ajg = г]) (9э) - коэффициент разложения косинусоидального импульса для первой гармоники, определяемый по таблицам А. И. Берга.

Амплитудное значение напряжения возбуждения на базе транзистора, необходимое для обеспечения импульса тока эмиттера,

= /эи/(1 -со5ез)Г,11, (8.14)

гдеI Yil - полная проводимость прямой передачи транзистора для схемы с ОЭ.

Напряжение смещения в цепи базы, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера,

£п2 = Ф + бв cos вз. (8.15)

Для маломощных германиевых транзисторов ф = 0,1...0,2 В; для кремниевых транзисторов ф = 0,5... 1,0 В.

Чтобы проверить правильность расчета амплитуды импульсов тока эмиттера, по статическим выходным характеристикам определяем (полагая на низких частотах /ijib ~ 1) -

бэшах = £п2 + f6B. .t/K3m,n = Hnl- кэ. (8.1G)

Проверяем, обеспечивается ли /эи =/(tбэтах Hamin)- Если импульс не обеспечивается, необходимо несколько увеличить Uq и повторить расчет по формулам (8.15) и (8.16). Коэффициент обрат-Ной связи

(8.17)

Пример 8.1. Выполнить энергетический расчет гетеродина. Исходные данные: активная составляющая генерируемой мощности Par = 5 мВт, частота генерируемых колебаний f = 210 МГц. Расчет

1. Выбираем транзистор ГТ313Б. Параметры транзистора: граничная частота усиления тока базы /гр = 700. МГц. Постоянная

1 ... 14 15 16 17 18 19 20 ... 25