|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 5 6 7 8 9 10 11 ... 33 практической реализации несколько лучше схема с Г-обраэным формирующим контуром. При выборе транзисторов для ключевых ГВВ необходимо учитывать следующие обстоятельства. Специально для ключевых радиочастотных генераторов биполярные транзисторы не выпускаются. Исключение составляет транзистор КТ947А и некоторые другие, предназна- J ченные для работы в ключевых генераторах на частотах до 0,1... 1,0 МГц. В целом из-за более низкого коэффициента усиления по мощности и требования малой инерционности в ключевых ГВВ с резистивной и фильтровой нагрузкой, работающих до 10...30 МГц, применяют более высокочастотные биполярные транзисторы, предназначенные для работы в диапазоне ВЧ и ОВЧ. В ключевых генераторах с формирующим контуром, используемых в первую очередь на ОВЧ (30... 150 МГц), максимальная рабочая частота транзистора может быть всего в 2...3 раза выше верхней рабочей частоты генератора. У некоторых транзисторов (КТ930, КТ931, КТ971 и др., см. [1.2-1.4]), предназначенных для работы в диапазоне ОВЧ, внутри корпуса в цепи базы устанавливаются дополнительные сосредоточенные LC-элементы в виде ФНЧ-трансформатора, увеличивающие его входное сопротивление приблизительно до 1 Ом в заданном диапазоне частот. При использовании таких транзисторов в ключевых генераторах в диапазоне СЧ и ВЧ можно просто не учитывать LC-элементы трансформирующих цепочек, считая в первом приближении сопротивление индуктивностей бесконечно малым, а емкостей - бесконечно большим. Полевые МДП-транзисторы серии КП700, предназначенные для импульсных устройств, а также иностранные типа IREP440, IREP450 и др. можно использовать на частотах приблизительно до 1 МГц в схемах ключевых генераторов с резистивной и фильтровой нагрузками и до 10...30 МГц - в схемах генераторов с формирующим контуром. Возможно также применение более высокочастотных и более дорогих транзисторов типа 2П920 и др. При выборе питающих напряжений для ключевых генераторов четко прослеживается тенденция к стандартным значениям, определяемым напряжениями электрических батарей и аккумуляторов, а также источниками переменного тока. Это объясняется тем, что по КПД и массога- баритным показателям вторичные источники питания могут даже уступать самим радиочастотным ключевым генераторам. Для сравнительно низковольтных биполярных транзисторов следует ориентироваться на стандартные напряжения (см. § 2.3). В то же время у мощных МДП-транзисторов допустимые напряжения на стоке достигают несколько сотен вольт. Помимо отыскания оптимального напряжения Ес.п исходя из минимальных потерь в транзисторе (см. ниже) здесь следует ориентироваться на стандартные напряжения, получаемые после выпрямителя переменного источника тока однофазного 220 В или трехфазного 380 В напряжения. Расчет выходной цепи. После выбора схемы ключевого генератора проводится подборка подходящих транзисторов и электрический расчет коллекторной (стоковой) цепи. Кроме рабочей частоты заданной считается номинальная мощность PhIhom (в двухтактных генераторах при PhIhom. отдаваемая одним транзистором), а также КБВвх на входе эквивалентной нагрузки ключевого генератора. Для генераторов с формирующим контуром исходным является также коэффициент перекрытия по частоте (1 Kj 1,6), поскольку для данного генератора необходимо учитывать изменение сопротивлений реактивных LC-элементов формирующего контура в диапазоне рабочих частот. В последующие расчетные соотношения для коллекторной (стоковой) цепи входят параметры транзисторов: сопротивление насыщения Гнас, напряжение коллекторного Е^.п (стокового Ес.п) питания, а также предельно допустимые значения токов и напряжений транзистора. Кроме того, в формулы входят коэффициенты а, 1/ и зависящие от схемы и условий работы генератора. Они характеризуют постоянную составляющую и первую гармонику относительно максимального значения: а - коэффициенты в импульсах тока коллектора (стока); у - коэффициенты в импульсах напряжения на коллекторе (стоке) при Гнас = 0; X - коэффициенты в импульсах напряжения, учитывающих изменение формы напряжения на коллекторе (стоке) при Гдас > 0. В случае двухтактных генераторов с резистивной нагрузкой для всех трех схем (с переключением напряжения, с переключением тока и мостовой схемой) расчет коллекторной (стоковой) цепи можно вести для Гцас = тг. в действительности в первую очередь экспериментальным путем отыскивается оптимальная из трех возможных схем, работоспособная в заданном интервале рабочих частот на том или ином типе биполярных или полевых МДП-транзисторов. Для приближенных расчетов для всех этих схем можно принять ао = 1/2; 1 = 2/7г; uq = 7г/4; i/ = 7г/2; хо = 1; Xi = 0; Xm = 1- (2.39) Для двухтактных ключевых генераторов с фильтровой нагрузкой должно обеспечиваться г„ас Поэтому коэффициенты а, v \л х зависят только от схемы: в генераторе с последовательным фильтрующим контуром о = 1/7г; ai = 1/2; = 7г/2; г/ = 7г/2; хо = 0; Xi = 1; Xm = 0. (2.40) в генераторе с параллельным фильтрующим контуром ао = 1/2; ai = 2/ir; = 2/7г; j/ = 2; хо = 1; Xi = 0; Xm = 1- (241) Для генераторов с формирующим контуром значения коэффициентов а, 1у и X зависят главным образом от длительности этапа насыщения Тнас (табл. 2.2). Для одновременного достижения близких к наибольшим значениям мощности Pi, КПД и Кр следует выбирать г„ас ~ т. При работе на максимальных частотах, когда в качестве емкости формирующего контура используется выходная емкость транзистора, следует
Для параллельной схемы JLi> 0,303 2,41 0,37 1.5 0,411 1,02 0,42 0,7 0,39 0,45 Для параллельной и фильтрующей схемы т т 0,35 2,12 0,51 1,27 0,71 0,675 1,08 0,32 1.76 0,1473 > , =!= f Для Г-образнои схемы 3,165 0,215 2,28 0,228 1,83 0,22 1,39 0,19 1,132 0,162 Для Г-образной и фильтрующей схемы ,-Г7-Г 2,15 0,2515 1,55 0,2375 1,136 0,184 0,8582 0,1125 0,6331 0,06 Таблица 2.3
ориентироваться на схему с Г-образным и последовательным фильтрующим контуром (рис. 2.19,в) и данные табл. 2.3. В случае биполярных транзисторов расчет коллекторной цепи генератора ведется на заданную мощность первой гармоники Р\ при заданном напряжении коллекторного питания Рк.ном или при полном использовании транзисторов по напряжению (Рктах = £кэ.доп). Часто для повышения надежности работы транзистора задаются меньшим значением Ектах по сраВНенИЮ с £кэ.доп- Мощные МДП-транзисторы при тех же значениях выходных емкостей отличаются от биполярных более высоким Допустимым напряжением на стоке, достигающим Еси.доп ~ ЮОО В. Это приводит к тому, что относительная доля коммутативных потерь, пропорциональная примерно квадрату напряжения на стоке, гораздо выше. Поскольку потери на эквивалентном сопротивлении насыщения транзистора снижаются с ростом напряжения питания, а коммутативные потери, наоборот, увеличиваются, в случае МДП-транзисторов можно найти оптимальное напряжение на стоке, при котором достигается минимум суммарных потерь на Гнас и коммутативных. В связи с этим ниже приводится методика расчета коллекторной цепи биполярных транзисторов, а затем особенности расчета стоковой цепи полевых транзисторов с учетом в них коммутативных потерь. Расчет номинального режима (при Дэк = эк.ном) работы транзисторов в ключевых генераторах проводится с учетом рассогласования эквивалентной нагрузки по первой гармонике КБВвх < 1, обусловленной как непосредственным отклонением сопротивлений нагрузки (антенны), так и неточностью согласования в рабочей полосе частот, в том числе выходной цепи связи генератора. При этом определяют максимальные величины тока и напряжения на коллекторе (стоке), максимальную потребляемую мощность До max. максимальную и минимальную мощности Рн1тах, Piimin нагрузки, максимальную мощность, рассеиваемую на коллекторе (стоке) Рктах, а в случае генераторов с резистивной нагрузкой - максимальную мощность высших гармоник Рнптах, поступающую в дополнительную нагрузку Дн.доп (при работе на вилку фильтров - диплексер). В ключевых генераторах с формирующим контуром помимо КБВвх < 1 надо учитывать, что при Kf > 1,2 из-за изменений реактивных сопротивлений LC-элементов формирующего контура в рабочей полосе частот имеет место дополнительное, еще большее отклонение от оптимального ключевого режима. Поэтому в этих генераторах следует определять максимальные и минимальные токи, напряжения и мощности как с учетом КБВвх < 1, так и при отклонениях по частоте. Во всех этих случаях при расчетах используют ряд дополнительных коэффициентов: Pnimax, Himin - Относительные значения максимальной и минимальной мощности первой гармоники Рн1, РОта.х, Ркта.х, Рявта.х - относительные максимальные значения потребляемой мощности Ро, рассеиваемой на транзисторе Рг, и мощности высших гармоник Рнв, поступающей в Дндоп (в ключевых генераторах при работе на вилку фильтров - диплексор), Пдтах. П/тах - максимальные значения пик-факторов по напряжению и току. Отметим, что под пик-фактором П/ принято отношение /щах к постоянной составляющей тока в номинальном режиме: КБВвх = 1 и / = /о- Перечисленные коэффициенты в функции от КБВвх приведены на графиках: на рис. 2.20 - для трех схем ключевых генераторов с резистивной нагрузкой; на рис. 2.21 - для двух схем двухтактных ключевых генераторов с фильтровой нагрузкой; на рис. 2.22 - для ключевых Pnimin, Ритм, РнВтах, Prmat, Ротах Рншп,Рн!тах,Ри)тах, Ргтах, Ротах 2J> 1,0
 Оетаи 1,0 0,9 0,8 0,1 0,6 Швх Рнтш,Рн1тах, Рнвтах, Ргтах, Рит 1,0 0,9 D,S 0,7 0,6 Швж . Oimi  1,0 0,9 0,8 0,7 0,6 тек Рис. 2.20 Рнт1п, Рнтах, Ротах, Р^тах, Петах, Or max дВухтатнм схема ПН<Р РитЫ, Рнтах, Ротах, Ргтах, Остах,Bimttx  1,0 0,9 генераторов с формирующим контуром при трех значениях Kj. Графики построены при Гнас/Дэк = 0,1. Они взяты из [2.5] для ключевых генераторов на биполярных транзисторах. Проведенное компьютерное Рцт1я, Рнтах, Ротах, Ргтах 1,4 1,6 1,f ,2 1,0 0,В
Pmin,Ритах, Ртах, Ргтах Овтах Oimi1,8  1,0 0,9 0,8 0,7 о,в тех а) Рнт1п,Рнто%, Ротах, Ргтах и 0,9 0,8 0,7 0,6 Шв Рис. 2.22 исследование нагрузочных характеристик перечисленных классов ключевых генераторов, выполненных как на биполярных так и на полевых МДП-транзисторах, в целом подтвердило теоретические м экспериментальные характеристики, полученные ранее. Отметим, что в некоторых схемах полевые транзисторы допускают большие рассогласования и обеспечивают меньшие потери. оавИСИМОСТИ Рн1тах Рн1 min на графиках рис. 2.20-2.22 определяют изменения выходной мощности при изменении сопротивления нагрузки в пределах круга КБВвх- Е ели отношение jPHlmax/jPHlrnin ЛИ В децибелах Aup = Ю \g{pjii тлх/Рн1 mia) превышает допустимое, то должна быть предусмотрена система автоматической регулировки мощности (АРМ). Регулировка может вводиться специально согласно техническим условиям на ту или иную систему связи, например в передатчиках для подвижных систем связи. Поскольку в ключевом режиме выходная мощность генератора главным образом зависит от напряжения на коллекторе (в данном случае для биполярного транзистора) и пропорциональна Е^, то АРМ может осуществляться автоматическим изменением напряжения питания Ек.п оконечного каскада передатчика. Для этих целей используют специально регулируемый вторичный источник питания с широтно-импульсной модуляцией. Для стабилизации Pgi он осуществляет регулировку напряжения Е^.п в пределах от £к.птт - Ек.п.ном/л/Рн! max до Sk.nmax - £к.п.ном/\/Рн1 min- При этом не должно быть превышения допустимых значений токов, напряжений и рассеиваемой мощности в транзисторе. Аналогичное положение для полевых транзисторов. В этом случае расчет генератора ведут на номинальную мощность FhIhom, но так, чтобы не превышать предельно допустимые параметры в процессе АРМ. При выборе марки транзистора и расчетной оценки уровня мощности, какую он может дать в ключевом режиме, есть определенные трудности. Напомним, что в генераторах, работающих в недонапряженном и граничном режимах, обычно используют специально предназначенные для этих целей генераторные биполярные и полевые транзисторы (см. справочную литературу [1.2-1.5] и табл. 1.1 и 1.2). В ключевых генераторах часто используют как генераторные транзисторы, так и импульсные, непосредственно не предназначенные для работы в схемах, ключевых генераторов гармонических колебаний. В частности приводимые на эти транзисторы ограничения на рассеиваемую на них мощность Ррасс почти ничего не говорят о возможном уровне колебательной мощности, поскольку Pi = Fpacc[?/(1 - 1])] и при КПД, близком к единице, Pi может меняться в громадных пределах. Поэтому для оценки Pi следует ввести ограничения, обусловленные тем или иным предельно допустимым параметром транзистора. Ограничения на номинальную мощность Pihom следуют при заданном напряжении питания на коллекторе Р^ или стоке Ес.п и сопротивлении насыщения Гнас нас (2.42а) где величина г) задается в пределах 0,85...0,95. Если задано предельно допустимое напряжение на коллекторе к.доп или стоке Рс.доп. то в (2.42а) вместо подставляют Рдоп/Пв, где Пе = Im/o. При работе ключевого генератора на цепь связи с KBBjjx < 1, а в случае генератора с формирующим контуром при Kf > 1 значения Пе берут из графиков на рис. 2.20-2.22. Ограничения (2.42а) в первую очередь специфично для биполярных транзисторов. С появлением мощных высоковольтных полевых транзисторов, у которых Ее.доп достигает 500... 1000 В при том же по величине эквивалентном сопротивлении Гнас. потери на нем могут составлять менее 1 % и на первое место выступает ограничение, обусловленное предельно допустимым значением тока. При КПД, близком к 1, PiHOM Роном = EjihnoM- Откуда Лном < %£п или Лном < (2.426) II/ II/ Ив где значение пик-факторов по току П/ = 1/ао и по напряжению Пе = Ут/Щ- С учетом КБВвх < 1, а в случае ключевого генератора с формирующим контуром при Kf > 1 значения П/ v\ Пе берут из графиков на рис. 2.20-2.22. Если даются ограничения на постоянную составляющую тока коллектора или стока, то в (2.426) вместо /доп/П/ подставляют /одоп- Кроме ограничений (2.42а) и (2.426) в ключевых генераторах на полевых транзисторах с резистивной и фильтровой нагрузкой появляется дополнительное ограничение на Рном. обусловленное коммутативными потерями (см. ниже). После определения величины Pihom расчет выходной цепи ключевого генератора ведут в следующей последовательности. 1. Рассчитывают пик-фактор напряжения на коллекторе в номинальном режиме: при заданном или выбранном, равном стандартному напряжению Ек.п'. п - We =-- 10 2uo{xo + IOXI нас n l) [ V 1 п при заданном £к., Пв=х ImXO - lOXm (2.43a) 2lo(Xm + mXl) 1 /, , 8i/m(Xm + mXl) нас ri i- - \ l i----7-rlhom к.доп  При КБВвх < 1 значение Пвшах определяют по графикам на рис. 2.20-2.22: Пв = Пвтах =/(КБВвх)- 2. Определяют максимальное напряжение на коллекторе: Ектах = Пвтах^к.п < -Е'к.доп (2.44а) или напряжение коллекторного питания: Ек.п = -ек.до /Пв ,ах. (2.446) Если предусматривается АРМ, то расчеты выходной цепи ключевых ГВВ выполняют на номинальную мощность Fihom при номинальном напряжении питания £к.п.ном, но £ктах Определяют при Рк.птах- 3. Электронный КПД, обусловленный потерями на Гнас. = 0,5 + o,5/l--°(°+-°a.p, . V 1 к.п.ном (2,45) 151 4. КПД по первой гармонике т - ъ/к, где для генераторов с резистивной нагрузкой к = 1,23; для остальных генераторов = 1. 5. Мощность, потребляемая от источника питания в Номинальном режиме, /Ъ- (2.46) 6. Постоянная составляющая тока коллектора в номинальном ре- кОном - Роном/Ек.п.НОМ- (2.47) 7. При КБВвх < 1 рассчитывают максимальные значения потребляемой мощности и постоянной составляющей тока: Ротах - РотахPqhom, кОтах - РОтах^кОном 7к0доп- (2-48) 8. Максимальное значениетока коллектора, которое не должно превышать предельно допустимое, при номинальном нагрузочном сопротивлении (КБВвх = 1) 7ктах - 7ко/ао /ктахдоп, при рассогласованиях нагрузки (КБВвх < 1) = П /тах^кОном 7ктахдоп (2.49а) (2.496) Если предусматривается АРМ, то /котах и /ктах надо дополнительно увеличить в (й'к.п. юах/£к.п.ном) раз. 9. Мощность потерь на коллекторе транзистора при номинальной нагрузке (КБВвх = 1) Рг = (/- ь)Ровом. (2.50) 10. В генераторах с резистивной нагрузкой, работающих на вилку фильтров - диплексор, определяют мощность высших гармоник, поступающую в дополнительный резистор Дн.доп при КБВвх = 1: Рн.в.ном = {к- 1)Fh1hom. (2.51) И. Максимальные значения мощностей Рг и Рн.в при КБВвх < 1 г max - Ргтах кРг', Рз.втах - Рн.в max Рн.в. (2.52) 12. Номинальное сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора (в двухтактных генераторах для каждого транзистора) 72эк.ном - 110 . 1 - (Хо + ioXi) нас 7кОном .п.ном J Ек.п.г. кОном (2.53) 13. в случае ключевых генераторов с формирующим контуром определяют величины его LC-элементов. Для ключевого генератора с Г-образным контуром (см. рис. 2.19) предварительно рассчитывают сопротивление нагрузки Р^: К .ном Дэк.ном/[1 + (гнас)]. Параметры элементов параллельного или Г-образного формирующего контура /(гнас)Р 27Г/0 Сфакт - С(гнас) 2тг/оР где R - Pэ^c.нoм при параллельном формирующем контуре или R = - R.hom при Г-образном формирующем контуре; коэффициенты /(тнас) и с(гнас) берут из табл. 2.2 для генераторов с формирующим и дополнительными фильтрующими контурами; /о принимают равной л/ТЙД- Если емкость Сфакт < О, необходимо уменьшить напряжение питания £к.п.ном либо длительность Тнас- в ряде случаев, в первую очередь в широкодиапазонных ключевых генераторах с резистивной нагрузкой, в двухтактных ключевых генераторах с фильтровой нагрузкой используются цепи связи и схемы сложения (деления) мощности на трансформаторах на длинных линиях с дискретным коэффициентом трансформации. В этом случае после приведенного выше предварительного расчета выходной цепи транзистора составляют эскиз схемы выходной цепи связи для оконечного каскада (либо межкаскадную цепь связи для предварительных каскадов) так, чтобы реальное значение 7?эк было как можно ближе к расчетному Р* (2.53). При этом, если транзистор недоиспользован по напряжению {Ектах < Ек.доп), то допустимо Е^к RIk и транзистор недоиспользован по току (7ктах < к.доп), то допустимо R Р*. После этого при известном сопротивлении Рэк уточняют параметры коллекторной цепи генератора: Е^тах (или Е^.п), 7коном, 7ктах, Pihom, Pqhom и тд. 1. Определяют номинальное значение постоянной составляющей кОном Дэк-Ь Xo+Xiio 2. Рассчитывают мощность в нагрузке: 1ном = 0,5 аг aoi/Q Е, к.п.ном-кОном l-(xo+Xiio) вас /кОвом ао Ек.п. Если мощность FiHOM заметно больще (или меньше) требуемой, то необходимо снизить (или увеличить) напряжение питания iK.n.HOM- 3. По (2.44а) рассчитывают максимальное напряжение на коллекторе. 4. Далее расчет ведут по формулам (2.45), (2.46), (2.48)-(2.52). В предоконечном и предварительных каскадах на частотах до 10... ...100 МГц, в которых используются ключевые генераторы с резитив-ной нагрузкой, как правило, транзисторы заметно недоиспользуются по мощности (работают со значительным запасом). В этих случаях очень часто нагрузочное сопротивление Дэк бывает непосредственно задано из эскизного расчета цепей связи с последующим каскадом. Поэтому коллекторную цепь данного каскада, и в частности величину напряжения питания Рк.п.ном. рассчитывают исходя из заданных fhi ~ 0,82Дн и Нж. .Е^к.п.ном - Ь'о XO + XlID Гнас aiuo Дэк. n/2pihom3k. (2.54) Далее вычисления ведут по (2.44)-(2.50) при заданном Ек.п.иом и = 1. Формула (2.54) позволяет решать и обратную задачу - приближенная оценка величины Дэк в той или иной схеме ключевого генератора для получения заданной мощности fihom при заданном напряжении питания Ек.п.нои 1 Е^ при Дэв <0,1. (2.55) Рассмотрим особенности проектирования выходной цепи ключевых генераторов на полевых МДП-транзисторах. На относительно низких частотах (см. ниже) целесообразно применять двухтактные генераторы с резистивной или с фильтровой нагрузками с переключением напряжения соответственно по схемам на рис. 2.12,а и 2.14. Во-первых, полевые транзисторы допускают протекание отрицательного тока стока при вси ~ О и поэтому ГВВ данных классов выдерживают рассогласование нагрузки с КБВвх, существенно меньшее, чем при использовании биполярных транзисторов (см. рис. 2.20-2.22). Во-вторых, благодаря высоким допустимым напряжениям на стоке, достигающим 500... 1000 В, и отсюда более высоким напряжению питания Рс.п.ном и нагрузочному сопротивлению Дэк в генераторах на полевых МДП транзисторах, в частности серии MOSFET, гораздо сильнее проявляется шунтирующее действие выходной емкости. Это, в конечном счете, примерно на порядок снижает частотный диапазон тех или иных схем ключевых генераторов. В двухтактных генераторах с резистивной нагрузкой и с последовательным фильтрующим контуром из-за высоких Рс.п.ном и Дэк резко возрастает относительная доля коммутативных потерь. Поэтому при проектировании следует задача достижения минимальных суммарных потерь на сопротивлении Гнас и коммутативных. Мощность потерь на Гнас в расчете на один транзистор в двухтактных генераторах с резистивной нагрузкой и с последовательным фильтрующим контуром Рг = кРи нас Р1 ном С.П.Е с.п.ном (2.56) Соотношение (2.56) следует из (2.45), поскольку Рг = До(1 - щ), с учетом значений коэффициентов х, Vq, ха и Xi для данных классов ключевых генераторов. Мощность коммутативных потерь также в расчете на один транзистор 4/Cs£;,2. = 4/(Сс -Ю,5Смонт)£;с'.п, . (2-57) где / - рабочая частота; Cs - суммарная емкость, которая складывается из выходной емкости данного транзистора Сси и емкости монтажа Смонт с коэффициентом 0,5 в расчете на один транзистор в двухтактном генераторе. Мощность Дком определяется электрической энергией Wn = = 0,5С^Ее, запасенной в конденсаторе Cs, усредненной за период колебаний (Дком = эл/Т = ГГэл/) с учетом того, что в течение периода происходит заряд и разряд Cs и что в данных схемах ключевых генераторов Ecs = 2£с.п. Значение Сси определяется из паспортных данных на МДП-тран- зистор: Сс (Рс ) = с,* ч/Ё^, (2.58) где Сси - значение емкости сток-исток транзистора при определенном напряжении на стоке Е*. Величины Сс и £* приводятся в паспортных данных на транзистор (см. [1.2-1.4] и табл. 1.2). Мощность Рг согласно (2.56) уменьшается с ростом Е^ , а мощность Дком, наоборот, согласно (2.57) растет пропорционально £с.п-этому существует оптимальное значение Рс.п.опт, при котором Р^ = = Дком и суммарные потери Драсс = Дгнас + Д<ом будут минимальны. Для отыскания iJc.n.ont при заданной мощности Рхном и на данной рабочей частоте / можно рассчитать зависимости от Ес.п величины: Рг (2.56) и Дком (2.57) с учетом того, что Сси изменяется от Ес,п согласно (2.58). Напряжение Ес.п, при котором достигается равенство Рг = Дком, будет равно оптимальному Рс.п.опт- Величину Рс.п.опт можно рассчитать по формуле с.п-опт - 1 / Гнас PlnoM IT V /Cs 2 1-Тг2гнас/Сз/Д1 bom Лном 0,5 1ном (2.59) 155 Так как Cs = Сси + 0,5Смонт и Сси (2.56) зависит от Еся, необходимо путем последовательных приближений отыскивать значения Сси (2£с.п.опт) и с.п.опт-Одновременно величина £с.п.опт не должна превышать половину от допустимого напряжения на стоке Й'с.доп, поскольку для данных классов ключевых ГВВ пик-фактор стокового напряжения не превышает 2. На практике может быть заданной величина напряжения источника питания Ес.п, в частности она может определяться напряжением выпрямителя одно- или трехфазной сети переменного тока. Тогда согласно (2.57) и (2.58) мощность From оказывается заданной. В этом случае целесообразно проектировать генератор на оптимальные значения Pionx и Т^к.опт. при которых мощность Рг согласно (2.56) будет равна или близка Рком. Величина Рхопт определяется из (2.59), а нагрузочное сопротивление Дэк.опт иэ (2.55): 4 2 72эК.ОПТ - 2  (2.60) l-7r2rHac/CsA  (2.61) При (2.59)-(2.61) будет обеспечиваться наибольший КПД стоксь вой цепи. Таким образом, проектирование стоковой цепи следует вести на заданную мощность Pi при оптимальном напряжении питания согласно (2.59) либо при заданном напряжении питания Ес.п на оптимальное значение мощности согласно (2.60). Непосредственно расчет стоковой цепи можно проводить, как для коллекторной цепи биполярного транзистора, но только на частотах, где коммутативные потери значительны, величины Ес.п, Pi и Рэк должны быть близкими к оптимальным. В конце расчета необходимо уточнить Р^ (2.56), определить Рком (2.57), потребляемую мощность Ро = kPi -t- Рг -t- Рком, постоянную составляющую тока стока 7сО = Ро/Ес.п и КПД генератора по первой гармонике г] = Pi/Pq. Найдем частотные ограничения для данных классов ключевых генераторов на полевых МДП-транзисторах. При Ес.п - сп.опт, величина которого зависит от колебательной мощности Pihom. рабочей частоты / и параметров транзистора г„ас. Сси, будет Р^ = Рком и достигается максимальным КПД стоковой цепи: кРи 1ном iHOM +Рг + Рком 1 + 27Гл/гнас/С2/) Отметим, что КПД не зависит от снимаемой с транзистора мощности. Допуская величину КПД не ниже 0,9 находим ограничение на произведение /СаГнас < -3,13-10 и максимальную рабочую частоту данных классов ключевых генераторов на полевых МДП транзисторах: 3,13- 10-ik *нас[Сси(2£с.п) + 0,5Смонт] На более высоких частотах следует переходить к ключевым ГВВ с формирующим контуром. В этих генераторах ограничения по частоте могут быть обусловлены не только снижением коэффициента усиления по мощности транзистора, но также его выходной емкостью. С ростом частоты все большую долю емкости формирующего контура составляет выходная емкость транзистора Сси- Максимальной частотой можно считать ту, на которой емкость формирующего контура образована только емкостью Сси и обеспечивается оптимальный режим работы ключевого ГВВ. В [2.19] рассмотрен этот случай на примере генератора по схеме рис. 2.19,е с учетом нелинейности емкости Сси согласно (2.58). В табл. 2.3 приведены значения нормированных элементов формирующего контура L и Сси(£с.п) в виде коэффициентов ( JHac) = 27r/L/P*, c(r ac) = 27г/Сси(£с.п)Р$ пик-фактора напряжения на стоке П^;(гнас) (аналогично, как в табл. 2.2), а также коэффициент х(Гнас) = 2lTfCcH{Ec.n)EljPx. Из-за нелинейности емкости Сси{Ес) пик-фактор возрастает в 1,5.. .3,0 раза по сравнению с П* = v/vq в схемах ГВВ на рис. 2.19 при постоянной емкости, а коэффициент х(нас) определяет максимальную частоту ключевого ГВВ с формирующим контуром: /max - rX(w) 2ж Е1Сси{Ес.пУ - при заданном напряжении стокового питания Ес.п и /max - Р 1ном 2т г^допСси(г^с.доп/ПЬ) Х(Гнас)(ПЬ(Гнас) - при полном использовании транзистора по напряжению (£стах = - Ес.дрп)- Важно, что для повышения /щах следует уменьшать г„ас До 120° и ниже. Для мощных МДП-транзисторов /щах находится в пределах 10. ..20 МГц. Отметим, что для биполярных она составляет 100... ...150 МГц и ограничивается не только выходной емкостью, но и усилительными свойствами прибора. Расчет входной цепи. При построении широкодиапазонных ключевых генераторов на биполярных транзисторах можно использовать методику расчета, приведенную в [2.1, с. 129-131]. Ниже приводится порядок расчета входной цепи транзисторов, используемых в ключевых генераторах с формирующим контуром и двухтактных генераторах с последовательным фильтрующим контуром. Возбуждение транзисторов в схеме с ОЭ осуществляется током базы гармонической формы. В случае двухтактного генератора с последовательным LC-контуром, чтобы не было режима перекрытия (гнас > тг) и сквозных токов, оба транзистора раздельно возбуждаются от предыдущего каскада и режим выбирается так, чтобы г„ас было близко к тг. Методика расчета составлена на основе [2.10]. Расчет входной цепи генератора с формирующим контуром ведут в следующей последовательности. 1. Коэффициент, учитывающий вклад емкости Ск транзистора в емкость формирующего контура х - С'к/(Сфакт + Ск). 2. Коэффициентом насыщения транзистора v задаются в пределах 1,5...30. На частотах / > 3/т г21эо величина v должна быть не ниже 21э , л . [т'-тл sin I--W I sin - узу sin(ri-4/) т' + Т2 Т'-Т2\ где /г21э| = / 21эо/-\/1 + (/*21эо /т) модуль коэффициента усиления по току транзистора в схеме с ОЭ; п = 90° + (р--- 2 = 90° + (р+ -; г = -arctg Т'нас /*21эо/ * ----т^; <р= arctg --; = arctg V = 904<р- С05-Цу 121э|Х. sinV cos Гнас - 1 2ТГ- Гнас + sin Т'нас 3. Коэффициент передачи по току первой гармоники в ключевом режиме / 21э|[1 - COs(rHac/2)] 1у(1 -sinrf) 4. Сопротивление, включаемое параллельно выводам база-эмиттер транзистора, Ron = /*21эо/(27г/тСэ) (на частотах / > 3/т 121эО сопротивление Ддоп можно не устанавливать в схеме генератора, но надо оставлять в последующих расчетных соотношениях). 5. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора по первой гармонике: = гег + (1 + Xk7l)r.2 + P,. [l -f хКу1.- -2тг/ДдопСэ7ш)] + [1 + (Х71д + 71д)]гэ + (X7im + 71м)2тг/Ьз; 71 (тг - Гнас/2) X = 2irfLe-xk7l -(хТ1 +71м)]гэ- + щёЙ^Й^ Т1 )]2тг/1з, где Гб1 = (Ск.а/Ск)гб, Гб2 = {С^.а/С^уь (ориеНТИрОВОЧНО С^:,а,/Ск = = О, 2... 0,3, Ск.п/Ск = 0,8.. .0,7); 7(7г - Гнас/2) - коэффициент разложения косинусоидального импульса с эквивалентным углом отсечки экв = 1Г - 0,5гнас; 7i = cosV-A ; 7i = 2isinM/-bA ; 2тг sinri* sin(2r2 - М') - sin(2ri - V)--(cosrz - cosri) cos(2r2 - *) - cos(2ri - V) -Ь (sin -щ - sin n) 6. Амплитуда тока базы /б = In/k, где Д = y2P\/Ra - амплитуда тока в сопротивлении нагрузки Дн в схеме с Г-образным формирующим контуром, в схеме с параллельным формирующим контуром подставляют Дэк = \/2Рн1/Дэк[1 + (т'нас)]. где /(г„ас) берут из табл. 2.2 для генератора с параллельным формирующим и дополнительным фильтрующим контуром. 7. Входную мощность и коэффициент усиления по мощности рассчитывают по (2.19) и (2.20). 8. Напряжение смещения на базе транзистора: на высоких частотах (/ > 3/т г21эо) 2тг/а {coSr2 - COSTi + X[cOs(ri + Гнас) - costi + + (2ТГ-Гнас) sin гП} + Е, на низких и средних (/ < 3/т г21эо) 7о(тг - Тнас/2) Е&э = -h Vl + (/ 21эо /т)2 Ддоп + \Ео 9. Постоянная составляющая тока базы /бо ~ До *21э0-Расчет входной цепи двухтактного генератора с последовательным фильтрующим контуром можно вести по этой методике для одного иэ транзисторов. При этом п. 1 опускают; в п. 2 опускают расчет imin; принимают т1 = О, в п. 6 подставляют Д = \/2Pni/щ^ где hI и Д* - мощность и приводимое к коллектору сопротивление нагрузки в расчете на один транзистор. В конце расчета выходной и входной цепей ключевых генераторов определяют суммарную мощность, рассеиваемую в транзисторе: pacS ~ Драстах + Двх- 2.7. Особенности проектирования модульных транзисторных каскадов Требуемая мощность Рн может превышать мощность Pi, развиваемую одним транзистором в однотактном генераторе, балансным транзистором в двухтактном генераторе, либо соответственно 2Pi в двухтактных и квадратурных схемах построения генераторов. В этом случае встает задача суммирования мощностей отдельных генераторов. Отметим, что для повышения мощности ГВВ параллельное включение мощных биполярных транзисторов практически не используется. Помимо снижения надежности (непосредственно из-за увеличения числа приборов, из-за их взаимного влияния и разброса параметров, большей опасности самовозбуждения на рабочей частоте и возбуждения паразитных колебаний) главное состоит в том, что при параллельном включении снижаются и так очень низкие нагрузочные и входные сопротивления транзисторов. В этом отношении лучше МДП-транзисторы. Благодаря высоким напряжениям на стоке (у некоторых оно составляет 500. ..1000 В) и на затворе (5... 10 В) оказываются на один-два порядка выше нагрузочные и входные сопротивления. Кроме того, благодаря отрицательному температурному коэффициенту для тока стока эти транзисторы менее критичны к разбросу параметров. Все это позволяет, например, при работе в ключевом режиме на достаточно низких частотах приблизительно до 1,5 МГц параллельно включать в каждое плечо двухтактных генераторов до 20 МДП-транзисторов без специальной подборки и применения мер симметрирования. Однако и здесь прослеживается тенденция применения не более одного-двух (соответственно в однотактных, двухтактных или квадратурных схемах) мощных полевых МДП-транзисторов, а для получения больших мощностей используется модульный принцип построения с суммированием отдельных генераторов-модулей в специальных схемах. Модуль - это стандартный узел или блок, имеющий унифицированные характеристики и законченное конструктивное выполнение. В виде модулей выполняют как активные узлы, так и пассивные цепи, например устройства суммирования (деления) мощности, выходные фильтрующие системы и т.д. Построение передатчиков по блочно-модульному принципу помимо увеличения выходной мощности повышает его надежность, устойчивость работы усилительного тракта, стабильность характеристик в течение срока эксплуатации, позволяет унифицировать элементную базу передатчиков различного уровня мощности. Усилительные модули имеют, как правило, стандартные входное и нагрузочное сопротивления, что упрощает разработку межблочных и межкаскадных устройств, а также проведение измерений. Кроме того, имеется явная тенденция перевода питания каждого модуля от своего сравнительно маломощного выпрямителя. Питание всех модулей от одного мощного выпрямителя, хотя и резко снижает число деталей и электронных устройств, но и одновременно понижает надежность, особенно во время замены неисправного модуля (модулей) без отключения остальных. Недостаток устройств с модульными узлами узкого назначения по сравнению с устройствами в виде отдельного блока - необходимость значительного числа межмодульных соединений и, как следствие, необходимость применения дополнительных разъемов, увеличение размеров; устройства, т.е. дезинтеграция. Мощности отдельных модулей, как правило, суммируют в специальных мостовых схемах, обеспечивающих их независимую работу и тем самым резко повышающих надежность всего устройства. Аналогичные мостовые схемы устанавливают на входе модулей для соответствующего распределения (деления) мощности на входы отдельных модулей от предыдущего или предоконечного каскада. Модульный принцип построения позволяет строить транзисторные передатчики на мощности до 50... 100 кВт и выше. Однако ограничения на максимальную мощность транзисторных передатчиков в первую очередь диктуются экономическими соображениями. При уровнях мощности выше единиц киловатт оказывается дешевле выполнение оконечного каскада передатчика на одной-двух лампах. В то же время модульное построение на транзисторах хотя и дороже, но при выходе из строя одного из модулей происходит всего лишь снижение выходной мощности в допустимых пределах, а не выход всего передатчика. Рассмотрим особенности модульного построения транзисторных генераторов различных диапазонов частот. На частотах до 30. ..100 МГц генераторы строят по двухтактным схемам на широкодиапазонных трансформаторах. Модуль представляет собой от одного до двух-четырех двухтактных генераторов. В последнем случае мощности двух-четырех генераторов суммируются с применением аналогичных широкодиапазонных мостовых схем сложения (деления) мощности, как и для суммирования мощности отдельных модулей. Главные особенности построения состоят в том, что благодаря высокому коэффициенту усиления транзисторов в модулях используют однокаскадные ГВВ, а для возбуждения двух-четырех модулей оконечного каскада передатчика часто используется аналогичный модуль в качестве предоконечного каскада. Кроме того, на этих частотах применяют синфазные мостовые схемы сложения (деления) большого числа генераторов до N = 8-12 одновременно. Все это позволяет благодаря дискретным коэффициентам трансформации сопротивлений в согласующих широкодиапазонных трансформаторах и непосредственно в самих двухтактных генераторах (...1/16; 1/9; 1/4; 1; 4; 9; 16;...), а также в мостовых схемах (Л' или 1/Л') приводить к стандартным значениям нагрузочные и входные сопротивления модулей при данных нагрузочных и входных сопротивлениях отдельных транзисторов в ГВВ. На рис. 2.23,а показано построение мощного радиочастотного тракта. В оконечном каскаде используются модули, состоящие из одного-четырех двухтактных генераторов (Ai = 1-4), а мосты выполняются на одновременное сложение (деление) мощности от 2 до 12 модулей  41-=.- 11  (Л^2 = 2-12). Как показывают исследования [1.45], с точки зрения надежности предпочтительнее Ni > N2- В целом надежность выше при увеличении Ni \л N2 \л соблюдении условия Ai > Л'2. Если мост сложения двух или трехступенчатый, то и в нем желательно выдерживать условия Ni > N2 > N3. Пример построения модуля, в котором последовательно включены три двухтактных генератора, приведен на рис. 2.24. Здесь показаны только коллекторные цепи двухтактных ГВВ, причем опущены трансформаторы Т1 и дроссели Гбл (согласно обозначениям на рис. 2.12), обеспечивающих ту или иную схему построения генератора. В схеме на рис. 2.24,а насчитывается шесть трансформаторов-линий 1:1, первые три относятся к двухтактным генераторам и осуществляют переход к несимметричной нагрузке, вторые три являются элементами моста. В двухтактных генераторах можно существенно упростить схему, сократив число трансформаторов в два раза (рис. 2.24,, хотя теперь осуществляется развязка не генераторов друг от друга, а между собой синфазно работающих в них транзисторов и схема содержит не три, а шесть балластных резисторов. Аналогично можно строить входную цепь модуля. пи sn п а п R8,3 Ом г Рис. 2.24 На частотах выше порядка 100 МГц мощные генераторы выполняют главным образом по квадратурным схемам. В их состав входят квадратурные мосты деления и сложения, генераторы, построенные на обычных транзисторах по однотактным схемам (см. рис. 2.8) либо на балансных транзисторах, построенных по двухтактным схемам (см. рис. 2.7). Из-за трудностей в обеспечении симметрии схемы (монтажа) при расположении всех генераторов в одной плоскости редко используется одновременно суммирование трех и более генераторов. Поэтому, как правило, суммирование мощностей отдельных генераторов осуществляется на аналогичных квадратурных мостах. Здесь под модулем принимают отдельные генераторы либо несколько (от двух до четырех) вместе с мостами деления и сложения. Структурная схема такого построения показана на рис. 2.23,6. В этом диапазоне частот коэффициент перекрытия по частоте Kj, как правило, не превышает 1,5.. .2 и конструирование квадратурных мостов не вызывает серьезных трудностей. В генераторах, построенных по квадратурным схемам, входные и нагрузочные сопротивления Добычно равны стандартным значениям 50 или 75 Ом. Квадратурные мосты в свою очередь также проектируют на эти значения входных и нагрузочных сопротивлений, т.е. без дополнительной трансформации сопротивлений. В связи с низкими входными и нагрузочными сопротивлениями транзисторов достаточно часто снижают Д до 25 и даже до 12,5 Ом. В этом случае мостовые схемы генераторов и модулей выполняют на такие же Д. Однако на входе и выходе модулей включают дополнительные трансформирующие цепи для перехода к 50 или 75 Ом. 1 ... 5 6 7 8 9 10 11 ... 33 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||