|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 2 3 4 5 6 7 8 ... 33 антенне  как средство ограждения высоковольтных цепей и экранирования электромагнитного и рентгеновского излучений; механическая блокировка безопасности) и построения систем управления цепями питания (электрическая блокировка), изучающейся в специальных курсах [1.15, 1.21]. Ниже кратко затронуты отдельные меры безопасности, которые могут быть учтены при курсовом и дипломном проектировании радиочастотной части передатчика. Прежде всего на выходе мощного стационарного передатчика устанавливается переключатель П (рис. 1.17), связанный с разъединителем механической блокировки (РМБ) передатчика. При выключении передатчика и переводе РМБ в положение Отключено переключатель П соединяет выходные шины передатчика с корпусом (общим проводом, землей). Независимо от этого при помощи антенного переключателя (коммутатора АК) или выключателя передатчик отключается от антенно-фидерной системы. Наконец, в месте ввода каждого фидера в здание, где расположены передатчики, устанавливаются искровые разрядники Р для защиты передатчика от молний и дроссели Др1 для стекания с антенно-фидерной системы статического атмосферного электричества [1.14]. Если в каскаде передатчика имеются конденсаторы, провода, катушки, не имеющие в рабочем состоянии пути для стекания статических зарядов, как, например, цепи, отмеченные индексом А на рис. 1.17, то необходимо применять разрядные дроссели Др2, создающие такой путь. В данном примере дроссель подключен примерно к середине катушки П-образного контура, где потенциал радиочастоты меньше, чем на краях катушки, имеющей потенциалы противоположных знаков. В передатчиках широко используют конденсаторы с твердым диэлектриком: керамические, пленочные, металлобумажные, бумажные, фольговые и др. Им свойственно явление абсорбции, т.е. сохранение на предварительно заряженном конденсаторе заметной доли напряжения (заряда) после кратковременного закорачивания обкладок. Так, после длительного (несколько часов) заряда и кратковременного (5 с) разряда на конденсаторе сохраняется примерно следующая доля первоначального напряжения: на керамическом до 45 %, слюдяном до 20 %, бумажном до 40 %, с диэлектриком из окиси алюминия 15 % [1.48, с. 21]. Это необходимо учитывать при проектировании системы РМБ. Напряжения в цепях накала ламп обычно лежат в пределах 6.. .27 В и относятся к группе неопасных. Такие напряжения не выключаются при мелких профилактических работах или осмотрах. Однако рабочие токи накала мощных ламп достигают значений 300. ..500, а иногда и 1000 А, т.е. трансформаторы накала таких ламп имеют очень большую мощность. Поэтому случайно возникшее короткое замыкание цепи накала при неосторожном пользовании металлическим инструментом (отверткой, гаечным ключом) приведет к появлению сильной электрической (вольтовой) дуги, разбрызгиванию расплавившегося металла, что очень опасно. Накал таких ламп при любых работах внутри передатчика необходимо отключать. Из двух способов построения цепей питания (параллельного и последовательного) применительно к мощным высоковольтным ламповым каскадам некоторым преимуществом по безопасности обладает параллельное питание, так как при этом на выходных цепях передатчика нет постоянного напряжения питания. В последние десятилетия человечество вынуждено принимать интенсивные меры для защиты воздушной и водной сред, флоры и фауны, да и самое себя от вредного воздействия побочных продуктов различных производств. Многочисленные передатчики, и прежде всего мощные и сверхмощные, оказывают вредное воздействие на окружающую среду. Вредными являются и электромагнитное излучение передатчика, и выбросы тепла из его системы охлаждения, и упомянутое выше рентгеновское излучение. Вред природе наносят выбрасываемые отработанные электрические батареи и выливаемый отработанный электролит аккумуляторов передатчиков небольшой мощности. Во всем мире (а последнее время и в России) происходит бурное развитие сетей радиосвязи с подвижными объектами. Этот процесс характеризуется появлением большого числа радиопередатчиков УВЧ мощностью от долей до сотен ватт в наиболее густо населенной местности и непосредственно в руках пользователей. Степень вредного воздействия этих передатчиков на людей сейчас изучается. Безусловными являются рекомендации предельного снижения мощности передатчиков, контроль за распределением электромагнитных полей базовых передатчиков на местности, разумная конструкция и расположение антенны ручной абонентской радиостанции и др. Для уменьшения вредного воздействия передатчиков на окружающую среду прежде всего необходимо разрабатывать радиотехнические системы и системы связи, нуждающиеся в передатчиках возможно меньшей мощности. Необходимо проектировать передатчики с возможно большим полным (промышленным) КПД, что приведет к меньшему тепловому загрязнению среды непосредственно и снизит потребность в энергии питания, т.е. будет способствовать уменьшению вредного воздействия на природу энергетической промышленности. Таким образом, экологические требования не противоречат основным тенденциям развития техники радиопередатчиков. 1.11. Использование ЭВМ и сети Интернет при проектировании* Применение электронно-вычислительных машин (ЭВМ) и в первую очередь персональных компьютеров (ПК) при проектировании отдельных узлов и каскадов радиопередатчиков может идти в нескольких направлениях. 1. Выполнение непосредственных расчетов по аналитическим формулам. При этом ЭВМ не просто сокращает время на проведение рутинных расчетов, но и позволяет рассчитывать большое количество разных вариантов, а отсюда решать оптимизационные задачи при одном или нескольких варьируемых параметрах. Кроме того, поскольку время счета на ЭВМ мало, можно в аналитических методиках расчета использовать гораздо более сложные формулы и соотношения, например при учете более точных эквивалентных схем как пассивных LCR-элементов, так и активных приборов. Примеры алгоритмов проектирования с применением ЭВМ даются в [1.44], [1.56], в последующих главах и в библиографии к ним. 2. Компьютерное моделирование. Современные ЭВМ и разработанное к ним программное обеспечение дают возможность анализировать работу отдельных узлов и каскадов радиопередатчиков, в которые входят сложные нелинейные модели активных приборов, например мощных биполярных и полевых транзисторов, и пассивные LCR-элементы достаточно сложной конфигурации. Компьютерное моделирование (экспериментирование) позволяет рассмотреть все возможные состояния работы активного прибора в реальных устройствах, в том числе заглянуть внутрь , в частности определить временные зависимости и значения токов, напряжений и зарядов, протекающих в отдельных элементах его эквивалентной схемы. Например, в случае биполярного транзистора проследить все четыре состояния: отсечки, активного, насыщения и инверсного, а также моменты перехода из одного в другое. Все это особенно важно для мощных приборов, работающих со значениями токов, напряжений и мощностей, близких к предельно допустимым. Следует отметить, что натурный эксперимент не может дать ответы на эти вопросы, а попытки специального моделирования электронных приборов, например на низких частотах, также не дают положительных результатов. 3. Комплексное компьютерное проектирование по специализированным программам того или иного устройства от этапа получения документации на его проектирование до изготовления, настройки и эксплуатации. Такие программы, как правило, рассчитаны в первую очередь на специалистов, занимающихся разработкой только данных узлов и каскадов радиопередатчиков. Они часто содержат ноу-хау фирмы-разработчика и могут быть просто не доступны для других. Для учебного курсового и дипломного проектирования такие программы обычно не пригодны, если не сказать больше - вредны, поскольку в них, как * Параграф написан совместно с В.А. Дортманом. правило, опущен процесс отыскания из большого многообразия решений того, которое принято ее разработчиками. Остановимся подробнее на сравнительно новом и перспективном компьютерном моделировании электронных устройств, в частности отдельных узлов и каскадов радиопередатчиков. При его проведении используют системы схемотехнического моделирования. Таких систем насчитывается огромное количество, как специализированных, так и универсальных. Наибольшее распространение получили программы Micro-Cap (Microcomputer Circuit Analysis Program) фирмы Spectrum Software, ориентированные на ПК, совместимые с IBM PC, и система DesignLab 8.0. Последняя является следующим поколением системы Design Center. Основу Design Center составляет программа PSpice, которая является наиболее известной модификацией программы схемотехнического моделирования SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis), разработанной в начале 70-х годов в Калифорнийском университете. Система Design Center оказалась очень удачной и стала эталонной программой моделирования аналоговых устройств. С помощью программы моделирования нелинейных и линеаризованных аналоговых электронных устройств PSpice можно рассчитать переходные и стационарные процессы при действии различных входных сигналов, режимы по постоянному току, частотные характеристики, спектры входного сигнала и на выходе исследуемого устройства, спектральные плотности внутренних шумов и другие характеристики. Версии этой программы позволяют также моделировать устройства сопряжения аналоговых и цифровых устройств и смешанные аналого-цифровые устройства. Принятые в этой системе математические модели полупроводниковых приборов используются во многих аналогичных программах (например, Micro-Cap V), а формат входного языка SPICE поддерживается большинством пакетов САПР - OrCAD 7.11, SPECCTRA 7.1, ACCEL EDA 13, Dr.Spice 2000 A/D 8.2, Electronics Workbench 5.0, System View 1.9, APLAC 7.0, Workview Office 3.0 и др. Перечисленные системы САПР применяются при схемотехническом моделировании как студентами при обучении и выполнении курсовых и дипломных проектов, так и специалистами в области схемотехники. Программа Micro-Cap V поддерживает многостраничный графический редактор принципиальных схем и иерархические структуры, поведенческое моделирование аналоговых и цифровых компонентов, возможность описания цифровых компонентов с помощью логических выражений. В сочетании с библиотекой графических символов типовых операций (суммирование, вычитание, умножение, интегрирование, применение преобразования Лапласа и т.п.) это позволяет моделировать динамические системы, заданные не только принципиальными, но и функциональными схемами; большая библиотека компонентов, включающая наиболее популярные цифровые интегральные схемы дискретной логики и аналоговые компоненты типа диодов, биполярных и полевых транзисторов, магнитных сердечников, линий передачи с потерями, макромоделей операционных усилителей, кварцевых резонаторов. датчиков Холла и т.д. Все эти модели написаны в стандартном формате SPICE и могут быть использованы программами моделирования фирм MicroSim, IntoSoft и др. Макромодели компонентов представляются в виде принципиальных электрических схем или в текстовом виде. Графики результатов выводятся в процессе моделирования или после его окончания по выбору пользователя, имеются сервисные возможности обработки графиков. Введен режим 3-мерных графиков, т.е. построение функции двух переменных. Многовариантный анализ проектируемого устройства при вариации параметров и статистический анализ по методу Монте-Карло позволя- 1j ют прогнозировать серийный выпуск. Допускается одновременно варьировать до 10 переменных и строить графики зависимостей характеристик схемы от варьируемых параметров. Имеется специальная программа MODEL для расчета параметров математических моделей аналоговых компонентов по справочным или экспериментальным данным, и при этом изначально библиотека компонентов включает модели более 10 тыс. электронных элементов (компонентов) фирм-производителей. Также для настройки моделей компонентов введены специальные программы расчета параметров компонентов PEP (Parameter Estimation Program). По справочным данным на прибор автоматически составляет- J ся таблица параметров его модели и заносится в специальную библиотеку компонентов. При наличии ошибок информация о них мгновенно появляется на экране, и для их устранения имеются встроенные средства помощи. Программы схемотехнического моделирования дают возможность проектировать практически все узлы и каскады радиопередатчиков. Предварительно проводится проектирование и расчет данного устройства по аналитическим формулам. Затем составляется его компьютер- ная модель и проводится исследование, в которое в первую очередь входит уточнение тех или иных характеристик, параметров проектируемого устройства. При необходимости проводится изменение и замена тех или иных элементов модели, чтобы приблизиться к расчетным либо лучшим параметрам. Например, при проектировании пассивных устройств, в частности выходной фильтрующей системы (ВФС) передатчика, сперва по аналитическим формулам с помощью справочной литературы проводится предварительный расчет (см. § 3.9 и 3.10). Компьютерное экспериментирование ВФС позволяет определить действующие токи и напряжения на элементах ВФС в рабочей полосе частот, при рассогласованиях нагрузки и т.д. Далее после конструктивной проработки элементов ВФС с учетом данных компьютерного анализа могут быть уточнены добротность, паразитные емкости и индуктивности выводов элементов, входящих в ВФС. Все это учитывается в новой модели ВФС. После этого проводится уточнение характеристик ВФС, таких как рассогласование по входу, напряжения, токи, реактивные мощности, потери в элементах ВФС в рабочей полосе частот и уровень фильтрации вне полосы пропускания. При этом может по1 ребоваться изменение номинальных значений элементов ВФС, что будет учтено при окончательном конструировании ВФС и натурным экспериментом. При проектировании устройств, в которые входят транзисторы, варикапы, диоды и другие полупроводниковые элементы, компьютерное моделирование позволяет уточнить режимы их работы, действующие на них напряжения, токи, рассеиваемые мощности. Кроме того, с учетом нелинейности параметров полупроводниковых элементов, что учитывается в их моделях, для устройств, в которых происходит усиление и преобразование колебаний с переменной амплитудой и фазой, а также в которых осуществляется та или иная модуляция, компьютерное моделирование позволяет вычислять их проходные и модуляционные характеристики, оценивать нелинейные искажения и качественные показатели. Первоначально проводится расчет по аналитическим формулам режима работы полупроводниковых приборов и пассивных элементов проектируемого устройства. При этом используются упрощенные эквивалентные схемы полупроводниковых приборов, например представленные на рис. 1.1-1.5 или подобные им. Если не известны параметры эквивалентной схемы новых приборов, то необходимые параметры находят из сложных нелинейных моделей данных приборов, используемых при компьютерном моделировании. Таким образом составляется эквивалентная квазилинейная электрическая схема полупроводникового прибора. Это, в свою очередь, позволяет провести необходимые аналитические расчеты режима его работы и, что не менее важно, с учетом реактивных элементов его эквивалентной схемы составить схемы и рассчитать все элементы входных и выходных цепей связи. Очевидно, что чем точнее будут предварительно определены параметры квазилинейной модели используемого прибора, тем точнее будет выполнен предварительный расчет и тем с меньшими затратами времени на этапе машинного экспериментирования можно будет прийти к конечному оптимальному решению. Конечно, параллельно может проводиться натурный эксперимент, который может также вносить свои коррективы в окончательное решение. При моделировании радиотехнических схем возникают ограничения, накладываемые аппаратной частью компьютера и самой программой, для которой существуют свои минимальные требования, при кот торых она сможет работать. Например, для системы схемотехнического проектирования Micro-Cap V необходим: процессор не хуже 80386 с сопроцессором, 15 Мбайт свободного пространства на жестком диске, операционная система Windows 3.1 или более поздние версии, монитор VGA или SVGA и оперативной памяти не менее 16 Мбайт. При таких требованиях быстродействие компьютера невелико и анализ схемы может занимать от нескольких минут до часа и более. В связи с этим необходимо модернизировать аппаратную часть в соответствии с запросами пользователя и сложностью анализа схем. Кроме аппаратных, существуют программные способы ускорения анализа схем. После запуска компьютера на анализ схемы, он сперва ее исследует в переходном режиме и затем в стационарном. Так как состояние электрической схемы полностью описывается потенциалами ее аналоговых узлов и токами через индуктивности, то перед началом анализа переходных процессов желательно из предварительных приближенных расчетов, проведенных для анализируемой схемы, взять начальные, хотя и не очень точные, значения постоянных токов в блокировочных дросселях и постоянных напряжений на блокировочных и разделительных конденсаторах. Это позволяет быстрее придти к стационарному режиму. Если надо определить энергетические характеристики данной схемы, можно воспользоваться специальными возможностями программы. В этом случае можно использовать способ, описанный выше, либо использовать другой. На первоначальном этапе определения энергетических параметров происходит обнуление начальных условий для потенциалов всех аналоговых узлов и токов индуктивностей, а затем последующий расчет происходит на основе начальных значений полученных ранее при окончании расчета переходного процесса в предыдущем варианте. Еще одно очень важное направление по применению ПК для проектирования, в том числе и радиопередающих устройств, состоит в использовании развитой информационной системы -сети Интернет . В сети Интернет существует множество сайтов с технической и справочной литературой, которую возможно получить, например http: www.ieee.org/ - сайт с технической литературой, статьями и обзорами или http: www.irf.com/ - сайт с информацией по радиокомпонентам в целом и справочной документацией на транзисторы, диоды и другие элементы фирмы International Rectifier Inc. Кроме того, в сети существует огромное количество материалов различных конференций, посвященных тем или иным научным и техническим вопросам. Также в Интернете есть сайты, посвященные: радиотехнике (например http: www.chipinfo.ru/), разработчикам и производителям радиоэлектронной аппаратуры (http: www/crimsonsemi.com/, http: www.teicom-semi.com/, http: www.syntar.com/ и т.д.), поставщикам электронных компонентов (http: www.chip-dip.ru/, http: www.rlocman.com.ru/eltav и т.д.) и различные ресурсы, посвященные электронике. Помимо этого, в сети существуют электронные издания журналов и другой технической литературы, выпущенной ранее в бумажном варианте. К примеру, журналы Радиотехника -http: www/glasnet.ru/~zaoiprzhr~/, Электросвязь - http: rtuis.miem.edu.ru/electrosv/index.htm и др. Кроме технической литературы в Интернете находятся адреса ведущих фирм, которые разрабатывают программы схемотехнического моделирования, такие как ACCEL EDA - http:/www.acceltech.com/; САМ350 - http: www. ecam.com/; DesignLab - http: www.microsim.com/; Electronics Workbench - http: www.interactiv.com/; HyperSignal Block Diagram - http: www.hyperception.com/; LabView - http: www.ni.com/; Micro-Cap - http: www.spectrum-soft.com/. Многие фирмы предоставляют возможность получить демонстрационные или студенческие программы бесплатно. В связи с этим они их распространяют через Интернет. Например, можно получить демонстрационную версию программы Micro-Cap VI по адресу http: www.spectrum-soft.com/demoform.html, а DesignLab по адресу http: www.microsim.com/. Различные фирмы предоставляют через Интернет огромное количество платных и бесплатных услуг, элементов к программам по проектированию тех или иных узлов и устройств, обзоры по системам схемотехнического моделирования. Список литературы к гл. 1 1.1. Радиопередающие устройства / Под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с. 1.2.1. Петухов В.М. Маломощные транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник. - Т. 1. - М.: КУбК-а, 1997. - 688 с. 1.2.2. Петухов В.М. Биполярные транзисторы средней и большой мощности низкочастотные: Справочник. - Т. 2. - М.: КубК-а, 1997. - 544 с. 1.2.3. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней и большой мощности и их зарубежные аналоги. - Т. 3. - М. КубК- а, 1997. - 672 с. 1.2.4. Петухов В.М. Биполярные транзисторы средней и большой мощности сверхвысокочастотные и их зарубежные аналоги: Справочник. - Т.4. - М.-КубК-а, 1997. - 544 с. 1.3.1. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности: Справочник / Под ред. А.В. Голотедова. - М.: Радио и связь, 1989. - 640 с. 1.3.2. Полупроводниковые приборы. Транзисторы малой мощности: Справочник / Под ред. А.В. Голомедова. - М.: Радио и связь, 1989. - 384 с. 1.3.3. Петухов В.М. Полупроводниковые приборы. Транзисторы. Дополнение первое: Справочник. - М.: Рикел; Радио и связь, 1994. - 232 с. 1.3.4. Петухов В.М. Полупроводниковые приборы. Транзисторы. Дополнение второе: Справочник. - М.: Рикел; Радио и связь, 1995. - 288 с. 1.4.1. Перельман Б.Л., Петухов В.М. Новые транзисторы: Справочник. Ч. 1. - М.: СОЛОН, МИКРОТЕХ, 1996. - 272 с. 1.4.2. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. Ч. 2. - М Солон, 1996. - 261 с. 1.4.3. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. Ч. 3. - М.: Солон, 1996. - 256 с. 1.5.1. Асессоров А., Кожевников В., Косой А. Новые транзисторы СВЧ Радио. - 1996. - N= 5. - С. 57-58. 1.5.2. Асессоров А., Асессоров В., Кожевников В., Матвеев С. Линейные СВЧ транзисторы для усиления мощности Радио. - 1998. - N3 - С. 49-51. 1.5.3. Асессоров В.В., Кожевников В.А., Асеев Ю.Н., Гаганов В.В. Модули ВЧ усилителей мощности для портативных средств связи Электросвязь - 1997. - № 7. - С. 21-22. 1.6. Кацнельсон Б.В., Калугин A.M., Ларионов А.С. Электровакуумные и газоразрядные приборы: Справочник. - М.: Радио и связь, 1985. - 864 с. 1.7. Регламент радиосвязи: В 2-х т. / Международный Союз электросвязи, Женева, 1979. - М.: Радио и связь, 1985. 1.8. Указатель нормативных документов отрасли Связь (по состоянию на 01.03.1998) / Государственный комитет Российской Федерации по связи и информатизации. - М.: ЦНТИ Информсвязь , 1998. - 39 с. 1.9. Общесоюзные нормы допустимых индустриальных радиопомех. Промышленные, научные, медицинские и бытовые высокочастотные установки. Допустимые значения. Методы испытаний. Нормы 5-89 и 5Б-88. 1.10. Общесоюзные нормы на допустимые отклонения частоты радиопередатчиков всех категорий и назначений. Норма 17-84. 1.11. Общесоюзные нормы на побочные излучения радиопередающих устройств гражданского назначения. Норма 18-85. 1.12. Общесоюзные нормы на ширину полосы радиочастот и внеполосные излучения радиопередатчиков гражданского назначения. Норма 19-86. 1.13. ГОСТ Р 50799-95. Совместимость технических средств электромагнитная. Устойчивость технических средств радиосвязи к электростатическим разрядам, импульсным помехам и динамическим изменениям напряжения сети электропитания. Требования и методы испытаний. 1.14. Инструкция по проектированию молниезащиты радиообъектов. Норматив вен 1-93. 1.15. Правила по охране труда на радиопредприятиях. Норматив ПОТ Р 45-002-94. 1.16. Ведомственные нормы допустимого шума на предприятиях связи. Норматив вен 601-92. 1.17. Методические указания по определению уровней электромагнитного поля, границ санитарно-защитной зоны и зоны ограничения застройки в местах размещения передающих средств радиовещания и радиосвязи кило-, гекто-, декаметрового диапазонов, 1991. 1.18. Санитарные правила и нормы защиты населения г. Москвы от электромагнитных полей передающих радиотехнических объектов / Центр Государственного санитарно-эпидемиологического надзора в г. Москве - Гос. Ком. сан.-эпид. надзор РФ, 1996. 1.19. Правила технической эксплуатации средств радиовещания и радиосвязи. 1.20. Правила технической эксплуатации средств вещательного телевидения. 1.21. ост 45.05-93. Передатчики стационарные радиосвязи, радиовещания и телевидения. Блокировка внутреннего пространства. Общие технические требования. Методы испытаний. 1.22. ГОСТ 13 420-79. Передатчики для магистральной радиосвязи. Основные параметры, технические требования. 1.23. ГОСТ 13 924-80. Передатчики радиовещательные стационарные. Основные параметры и методы измерений. 1.24. ГОСТ 11 515-91.1.25. Каналы и тракты звукового вещания. Основные параметры качества. 1.25. гост 20 532-83.126. Радиопередатчики телевизионные I-V диапазонов. Основные параметры, технические требования и методы измерений. 1.26. гост Р 50 890-96. Передатчики телевизионные маломощные. Технические требования. Методы измерений. 1.27. Ингберман М.И., Эпштейн М.С. Оптимальные режимы применения и эксплуатации электровакуумных приборов. - М.: Радио и связь, 1985. - 136 с. 1.28. Дульнев Г.Н. Тепло- и массообмен в радиоэлектронной аппаратуре. - М.: Высшая школа, 1984. - 247 с. 1.29. Обеспечение тепловых режимов изделий электронной техники / А.А. Чернышев, В.И. Иванов, А.И. Аксенов, Д.Н. Глушков. - М.: Энергия, 1980. - 216 с. 1.30. Волохов В.А., Хрычиков Э.Е., Киселев В.И. Системы охлаждения радиоэлектронных приборов. - М.: Сов.радио, 1975. - 144 с. 1.31. Глушницкий И.А. Охлаждение бортовой аппаратуры авиационной техники. - М.: Машиностроение, 1987. - 184 с. 1.32. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. В 3 т. - М.: Мир, 1993. - Т. 1. - 414 с. 1.33. Тиктин СЛ. Вапотронная техника. - Киев: Техника, 1975. - 152 с. 1.34. Чи С. Тепловые трубки. Теория и практика. - М.: Машиностроение, 1981. - 207 с. 1.35. Дульнев Г.Н., Беляков А.П. Тепловые трубки в электронных системах стабилизации температуры. - М.: Радио и связь, 1985. - 95 с. 1.36. Справочник по климату СССР. Температуры воздуха и почвы. - Л.: Гидрометеоиздат, 1965. 1.37. гост 27.002-83. Надежность, в технике. Термины и определения. 1.38. Надежность и живучесть систем связи / Под ред. Б.Я. Дудника. - М.: Радио и связь, 1984. - 215 с. 1.39. Галочкин В.А. Оценка эффективности структурных схем транзисторных передатчиков / Труды НИИР. - 1984. - № 1. - С. 54-59. 1.40. ост 45.63-69. Обеспечение надежности средств электросвязи. Основные положения. 1.41. ост 45.65-96. Методика расчета среднего времени восстановления оборудования электросвязи. 1.42. Надежность твердотельных интегральных схем / И.Е. Ефимов, И.Г. Кальман, В.И. Мартынов и др. - М.: Изд. стандартов, 1979. - 216 с. 1.43. Радиопередающие устройства (проектирование радиоэлектронной аппаратуры СВЧ на интегральных схемах) / Под ред. О.А. Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982. - 256 с. 1.44. Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ / Под ред. о.В. Алексеева. - М.: Радио и связь, 1987. - 392 с. 1.45. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств / М.А. Сивере, ГА. Зейтленок, Ю.Б. Несвижский и др. - М.: Радио и связь, 1989. - 368 с. 1.46. Конденсаторы: Справочник / И.И. Четвертков, М.Н. Дьяконов, В.И. Присняков и др.; Под ред. И.И. Четверткова и М.Н. Дьяконова. - М.: Радио и связь, 1993. - 392 с. 1.47. Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммутационные устройства РЭС: Справочник / Н.Н. Акимов, Е.П. Ващуков, В.А. Прохоренко, Ю.П. Ходоренок. - Минск: Беларусь, 1994. - 591 с. 1.48. Справочник по электрическим конденсаторам / М.Н. Дьяконов, В.И. Ка-рабанов, В.И. Присняков и др.; Под ред. И.И. Четверткова и В.Ф. Смирнова. - М.: Радио и связь, 1983. - 576 с. 1.49. Петров Б.Е. Моделирование полевых транзисторов с барьером Шоттки для анализа генераторных режимов Радиотехника. - 1988. № 9. - С. 20-24. 1.50. Сидоров И.Н., Биннатов М.Ф., Шведова Л.Г. Индуктивные элементы радиоэлектронной аппаратуры: Справочник. - М.: Радио и связь 1992 - 288 с. 1.51. Справочник конструктора РЭА: Общие принципы конструирования / Под ред. Р.Г. Варламова. - М.: Сов.радио, 1980. - 480 с. 1.52. Электронные, квантовые приборы и микроэлектроника / Под ред. Н.Д. Федорова. - М.: Радио и связь, 1998. - 560 с. 1.53. Кацман Ю.А. Приборы СВЧ. Теория, основы расчета и проектирования электронных приборов. - М.; Высшая школа, 1983. - 368 с. 1.54. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Г.С. Найвельт, К.Б. Мазель, Ч.И. Хусаинов и др.; Под ред. Г.С. Найвельта. - М.: Радио и связь, 1985. - 576 с. 1.55. Кожевников В., Асессоров В., Асессоров А., Дикарев В. Мощные низковольные СВЧ транзисторы для подвижных средств связи Радио - 1999. - № 10. - С. 45-46; 1999. - N= 11. С. 43-44. 1.56. Качанов В.И. Проектирование транзисторных радиопередатчиков с применением ЭВМ. - М.: Радио и связь, 1988. - 256 с. ГЛАВА 2 Расчет режимов генераторов с внешним возбуждением 2.1. Исходные данные для расчета ГВВ Началу расчетов ГВВ предшествует составление ориентировочной структурной схемы передатчика, что позволяет более целесообразно, во взаимной увязке выбирать исходные данные для расчета каждого каскада, добиваясь определенной оптимизации передатчика в целом (§ 1.6- 1.8). Должны быть известны: 1) назначение каскада (усилитель мощности колебаний с постоянной или переменной амплитудой); 2) схемное построение генератора (однотактное или двухтактное, резонансное или широкодиапазонное); 3) структура каскадов (один генератор, несколько генераторов с системой суммирования их мощностей, модульное построение). Последнее обстоятельство обсуждается прежде всего применительно к оконечному и предоконечному каскадам. Для выполнения расчета режима ГВВ необходимо знать мощность Pi, требующуюся от одного электронного прибора (транзистора или лампы); рабочую частоту или диапазон рабочих частот каскада ifn--fs). целесообразное для данного каскада и для передатчика в целом стандартное значение питающего напряжения £ ; тип транзистора или лампы, их расчетные параметры и статические характеристики. Мощность, на которую рассчитывается вьгходная цепь ГВВ, определяется по мощности каскада (модуля) и числу транзисторов (ламп) в нем исходя из одинаковой мощности каждого транзистора (лампы) каскада. Общие соображения по расчету режима изложены в [1.1]. Конкретные методики расчетов приведены ниже в данной главе. Особенности расчетов ГВВ в передатчиках различного назначения даны в гл. 5-9. Сведения о транзисторах и лампах приведены в справочной литературе. Для ориентировки в большом числе современных транзисторов и ламп полезно предварительно ознакомиться с § 1.3 и 1.4. 2.2. Особенности схем построения и режимов работы транзисторных ГВВ Вводные замечания. Транзисторные ГВВ в сравнении с ламповыми, во-первых, отличаются многообразием приборов: биполярные, различные полевые, включая МДП, с барьером Шоттки (ПТШ); двумя типами проводимости п-р-п и р-п-р; способами включения (на примере биполярного транзистора возможно включение с ОЭ, ОБ или ОК; их конструктивным выполнением: в одном корпусе или на одном основании размещается одиночный, два однотипных или комплементарных (п-р-п - р-п-р) транзистора, в том числе так называемые транзисторные сборки или балансные транзисторы. Во-вторых, схемами построения ГВВ: резонансные (узкополосные) и широкодиапазонные, последние на транзисторах реализуются на полосы до 100. ..1000 МГц; ГВВ могут выполняться по однотактной, двухтактной либо по квадратурной схеме. В-третьих, режимами работы транзисторов, помимо недонапря-женного и граничного режимов применяют более эффективный ключевой режим, реализуемый в специальных однотактных и двухтактных схемах на частотах до 100 МГц, а на более высоких частотах вплоть до единиц гигагерц переходят к бигармоническому или полигармоническому режиму, в котором для повышения КПД используют одну (вторую или третью) либо одновременно несколько высших гармоник. С учетом практической значимости целесообразно сначала рассмотреть особенности схемных построений ГВВ в недонапряженном и граничном режимах, затем раздельно привести методики расчета таких ГВВ на биполярных и полевых (МДП и ПТШ) транзисторах и далее отдельно рассмотреть особенности схемного построения и расчета ключевых генераторов на биполярных и МДП-транзисторах. Однотактные генераторы. Такие ГВВ в силу относительной простоты построения в первую очередь используются в предварительных каскадах передатчиков, следующих непосредственно за его возбудителем, а также в предоконечных и оконечных каскадах передатчиков небольшой мощности (до 1...10 Вт). Конечно, однотактные генераторы используются и в мощных, в том числе оконечных каскадах передатчиков, в первую очередь на частотах / > 100 МГц, где построение двухтактных генераторов вызывает определенные трудности. Наконец, однотактные генераторы используются как составная часть ГВВ, построенных по квадратурной схеме в диапазоне от 0,1 до 10 ГГц (см. ниже). В маломощных каскадах транзисторы, как правило, работают без отсечки тока в классе А. В этом случае снимается проблема ослабления высших гармоник и генераторы можно выполнять с коэффициентом перекрытия по частоте Kf = /в н больше двух, а абсолютный диапазон частот может достигать 100...1000 МГц и более. При работе транзисторов с отсечкой тока в классах АВ, В и С обеспечивается высокий КПД, а включением выходной цепи на LC-элементах в виде ФНЧ или ПФ может обеспечиваться коэффициент перекрытия по частоте Kj = /в н, близкий к двум, при заданных требованиях на фильтрацию высших гармоник. В предварительных маломощных каскадах на частотах ниже 10... ...100 МГц однотактные генераторы могут строиться по резистивной схеме без блокировочных дросселей и согласующих трансформаторов, так же как в усилителях звуковых частот и импульсных усилителях. При выполнении генераторов на биполярных транзисторах их включают по схеме с ОЭ, где одновременно обеспечивается усиление как по току, так и по напряжению и тем самым достигается наибольший коэффициент усиления по мощности. Включение транзисторов с ОБ и ОК целесообразно только на входе или выходе многокаскадного усилителя для лучшей развязки с предыдущим или последующим каскадом. В частности, транзистор с ОБ обеспечивает низкое входное и большое выходное сопротивления, а с ОК - высокое входное и низкое выходное сопротивления. Отсутствие блокировочных дросселей и трансформаторов значительно упрощает конструирование и позволяет решать вопросы микроминиатюризации таких усилителей. Отметим, что потери мощности в резисторах от постоянных составляющих токов и токов радиочастоты, а также неоптимальные нагрузочные сопротивления, определяемые непосредственно входным сопротивлением транзистора следующего каскада, при низких уровнях мощности не имеют особого значения. В каскадах с уровнями мощности выше 0,1..10 Вт применяют трансформаторные схемы с включением транзисторов по схеме с ОЭ. Возможно включение и по схеме с ОБ, поскольку межкаскадный трансформатор повышает нагрузочное сопротивление и коэффициент усиления по мощности при таком включении будет больше 1. Трансформаторы с магнитной связью между обмотками применяют на частотах до 5... 10 МГц в основном в каскадах мощностью не более 1...10 Вт. На более высоких частотах и при больших уровнях мощности, когда генераторы выполняются на мощных транзисторах с низкими входными и нагрузочными сопротивлениями (единицы и даже доли ома), используют глабным образом трансформаторы на линиях. В этих каскадах перспективно применение полевых МДП-транзисторов, а также переход к гибридным интегральным схемам (модулям) с использованием бескорпусных транзисторов. При этом удается увеличить полосу рабочих частот и одновременно выиграть в массогабаритных характеристиках, а также повысить технологичность изготовления. На частотах выше 10... 100 МГц входные, межкаскадные и выходные цепи связи (ЦС) строят на LC-элементах в виде цепей широкополосного согласования, компенсирующих шунтирующее действие выходных и входных емкостей транзисторов и сопротивление индуктивностей выводов, а также корректирующих снижение коэффициента усиления транзисторов с ростом частоты. В простейшем случае резонансная нагрузка обеспечивается включением параллельно выводам транзистора емкости С и индуктивности L (рис. 2.1,а). Суммарная емкость С + Свых, где Свых - выходная емкость транзистора, и индуктивность образуют параллельный контур, который настраивают на частоту /о, равную среднегеометри-ческому значению /ср = \ в/н, т.е. /о = 1/2-Ку/L{C -Ь Свых) = /ср-Для того чтобы при работе транзистора с отсечкой тока напряжение на коллекторе было близко к гармоническому, сопротивление контура на частоте высшей гармоники, определяемое приближенно емкостью Д П вх 1в эк Рис. 2.1 экп - 1/[]2ж fn(C + Свых)], должно быть много меньше, чем его сопротивление на основной частоте Z = Дэк = Ru- Допуская уровень высших гармоник напряжения не более 5. ..10 %, получаем 1кп экп/кп anjO) l3Kl4l I ai() 2жfn{C + C)R, < 0,05...0,1, где ai{9), a {0) - коэффициенты разложения косинусоидального импульса тока it,{ijjt). В частности, при угле отсечки = 90 и п = 2 минимальная емкость контура ограничивается неравенством Q = Кэк/Р = 27Г/(С -f Свых)Дэк > 2 . . .4, (2.1) поскольку 01(90°) = 0,5 и 2(90°) = 0,212. Таким образом, добротность нагруженного параллельного контура Q = Еж/р должна быть не ниже 2.. .4. Если сопротивление нагрузки отличается от номинального Яэк. в качестве трансформаторов применяют Г-, Т- и П-цепочки в виде фильтров нижних частот (ФНЧ), в отличие от обычных ФНЧ, обеспечивающих трансформацию сопротивлений (проектирование Г-, Т- и П-цепочек рассмотрено в § 3.2). Каждая цепочка содержит одну-две индуктивности в продольных ветвях и одну-две емкости - в поперечных. При этом, во-первых, они обеспечивают лучшую фильтрацию высших гармоник, чем если бы выполнялись в виде ФВЧ. Во-вторых, ЦС на основе ФНЧ проще выполнить конструктивно: на частотах примерно до 15 ГГц - в виде сосредоточенных LC-элементов, а на частотах выше 100...300 МГц - на распределенных структурах, например на ми-крополосковых (несимметричных полосковых) линиях с электрической длиной меньше А/4, В-третьих, при структуре ФНЧ выходная емкость Свых и индуктивности выводов выв транзисторов достаточно просто включаются в LC-элементы трансформирующих цепочек или образуют дополнительные Г-цепочки. Примеры использования Г- и П-цепочек в качестве коллекторной цепи транзистора показаны на рис. 2.1,б;в. На рис. 2.1,бТ-цепочка, состоящая из (Ci-1-Свых) и Li, понижает нагрузочное сопротивление R < R = Дз. Переход к П-цепочке на рис. 2.1,в cr и VT
Рис. 2.2  (при этом добавляется еще емкость Сг) позволяет как понижать, так и повышать нагрузочное сопротивление (Дн<Двх). На рис. 2.2,а,б'показано включение одной и двух Г-цепочек на входе транзистора (на рис. 2.2,6 при Ci = О на входе будет Т-цепочка). Они повышают Двх > Rn, где - нагрузочное сопротивление, равное резистивной составляющей входного сопротивления транзистора. В то же время Т-цепочка (на рис. 2.2,6 при С\ = 0) может трансформировать нагрузочные сопротивления в обе стороны (Двх< Дн)- На практике также применяют Т-цепочку, показанную на рис. 2.2,е, состоящую из двух емкостей Ci и Сг и индуктивности Lj, в качестве которой может использоваться индуктивность монтажа и вывода транзистора. Хотя такая цепь обеспечивает несколько худшую фильтрацию высших гармоник, подстройкой емкостей Ci и Сг легко осуществляется трансформация сопротивлений Двх и Дн в широких пределах. Согласующие Г-, Т- и П-цепочки обеспечивают трансформацию ре-зистивных сопротивлений на фиксированной частоте / = const. Практически коэффициент перекрытия по частоте Kj генераторов с такими ЦС может составлять не более 1,1... 1,2. При больших Kj ЦС выполняют в виде ФНЧ-трансформаторов (см. подробнее об этом в § 3.2), которые представляют последовательное соединение нескольких Г-цепочек. ФНЧ-трансформатор обеспечивает, как и в Г-, Т- и П-цепочках, не обязательно дискретную трансформацию резистивных сопротивлений R и Двх с некоторым рассогласованием А^вх (т.е. сопротивление R трансформируется е вх = Двх + А^вх) в заданной полосе частот /н .. ./в-Чем больше коэффициент трансформации г = Rx/Rh отличается от единицы, чем меньше допустимое значение AZx/Rh и чем шире полоса пропускания, тем большее число Г-цепочек требуется, т.е. сложнее оказывается схема ФНЧ-трансформатора и труднее его настройка. Кроме того, при больших коэффициентах трансформации величины LC-элементов в соседних цепочках начинают сильно различаться и поэтому труднее практически реализуются. Поэтому при больших коэффициентах трансформации г 1 и г <С 1 целесообразно последовательно включать широкодиапазонный трансформатор с магнитными связями (либо трансформатор на линиях), осуществляющий основную дискретную трансформацию rj = 4; 9; 25;... или ri = 1/4; 1/9; 1/25;... и ФНЧ-трансформатор на одной или двух Г-цепочках для дополнительной, не обязательно дискретной, трансформации сопротивлений гг = г/п. В большинстве случаев ФНЧ-трансформаторы удобно использовать как ЦС в каскадах транзисторных генераторов. Примером явля-  Рис. 2.3 ется схема на рис. 2.3,а, где две Г-цепочки могут представлять ФНЧ-трансформатор, обеспечивающий трансформацию относительно низкого входного сопротивления второго транзистора в сравнительно высокоом-ное нагрузочное сопротивление Дэк первого транзистора. Аналогично можно использовать ФНЧ-трансформаторы в качестве входных и выходных ЦС (см., например, рис. 2.1,б и 2.2,6). Единственная трудность возникает при использовании ФНЧ-трансформатора в выходной цепи, когда требуется повышать нагрузочное сопротивление R > Дэк- В этом случае включают два ФНЧ трансформатора (рис. 2.3,6). Первый ФНЧ-трансформатор на Г-цепочке из емкости Ci и индуктивности Lj понижает нагрузочное сопротивление Д* < Дэк. Второй - на LIC2L3C4 - осуществляет трансформацию сопротивления Д* вверх до заданного значения Дд. Поскольку в реальной схеме индуктивности Li и L* объединяются в одну, а емкостью Ci может являться выходная емкость транзистора Свых, то внешне получается один ФНЧ-трансформатор. В то же время блокировочный дроссель Ь^л следует подключать между Li и в точку с минимальным высокочастотным напряжением (поскольку Д* < Дэк;Дн)- С ростом частоты вычисленные индуктивности Ьрасч согласующих Г-, Т- и П-цепочек или ФНЧ-трансформаторов оказываются малыми, что затрудняет их практическую реализацию. В узкодиапазонных гене-раторахс Kf < 1,1... 1,2, и в первую очередь в генераторах, работающих на фиксированной частоте (Kj = 1), можно увеличивать индуктивности до конструктивно выполнимых величин Ls = 20...30 нГн. При этом дополнительную индуктивность Ьдоп = L-s - Ьрсч достаточно скомпенсировать последовательно включенной емкостью Сдоп = 1/(27г/)Ьдоп, настроенной с ней в резонанс (рис. 2.4). Очевидно, чем больше Ь^оп, тем меньше Сдоп, тем более резонансной (узкодиапазонной) становится ЦС и тем больше в ней потери, но при этом возрастает фильтрация высших гармоник. Примеры модульного построения двух- и трехкаскадных узкодиапазонных усилителей мощности на базе однотактных генераторов с применением цепей связи в виде Г-, Т- и П-цепочек в гибридно-интегральном исполнении даны в [1.5]. Двухтактные генераторы. В диапазоне частот до 30. ..100 МГц переход к двухтактным - 1-1 С2 =г Рис. 2.4 ГВВ в первую очередь обусловлен возможностью перевода транзисторов для работы с отсечкой тока коллектора (стока) в режиме класса В ( = 90°) и тем самым повышения КПД при сохранении гармонического напряжения на выходе без включения фильтрующих 1С-цепей. В диапазоне 100...2000 МГц переход к двухтактным ГВВ на балансных транзисторах позволяет резко снизить обратную связь, обусловленную индуктивностью общего вывода транзистора. Поэтому двухтактное построение ГВВ как в оконечных, так и в предоконечных и предварительных каскадах передатчиков применяют при уровнях мощности, начиная с 1...10 Вт на частотах до 1...2 ГГц. Наиболее просто двухтактные генераторы выполнять на комплементарных транзисторах (с разным типом п-р-п и р-п-р-проводимости), поскольку отпадает необходимость установки фазовращателей на 180° на входе и на выходе одного из транзисторов. В этом случае транзисторы включаются параллельно по переменному току по входу и по выходу. Однако из-за определенных технологических трудностей нельзя сделать радиочастотные р-п-р-кремниевые биполярные транзисторы с параметрами, близкими к параметрам п-р-п-транзисторов, в частности оказываются существенно различными температурные зависимости их основных параметров. Промышленностью выпускается ограниченный набор мощных комплементарных биполярных транзисторов (КТ904-КТ914) и др. [1.2-1.4]). В связи с этим мощные двухтактные генераторы радиочастот строят на транзисторах одного типа проводимости. Помимо получения необходимых фазовых сдвигов 180° первостепенной проблемой в двухтактных ГВВ на радиочастотах является обеспечение короткозамкнутой нагрузки на частотах четных гармоник Еэкв{пш) О при п = 2,4,... Это требование является решающим и определяющим построение двухтактных ГВВ: на частотах приблизительно до 100 МГц их строят на обычных транзисторах и широкодиапазонных трансформаторах, а на частотах приблизительно от 100 до 2000 МГц - на балансных транзисторах и LC-элементах в качестве ЦС. Сперва рассмотрим построение двухтактных ГВВ на широкодиапазонных трансформаторах. В простейшем случае на входе и выходе одного из транзисторов надо установить фазовращатели на 180°, которые обычно выполняют на трансформаторах 1:1, а для сохранения симметричной работы - аналогичные трансформаторы 1:1, но без поворота фазы на входе и выходе другого транзистора. При таком построении выходные трансформаторы должны обеспечивать трансформацию 1:1 не только на основной частоте, но и на частотах высших гармоник. Следовательно, их верхняя граничная частота должна быть в 7... 10 раз выше верхней рабочей частоты ГВВ. Поэтому на практике двухтактные генераторы строят по-иному. В схеме рис. 2.5, выполненной на трансформаторах с магнитными связями, благодаря тому, что у Т2 первичные обмотки размещены на общем магнитопроводе и средняя точка по радиочастоте соединена с корпусом блокировочным конденсатором Сбл2, эквивалентная нагрузка в коллекторной цепи для каждого транзистора по четным гармоникам близка к нулю. При работе транзисторов в режиме В (угол отсечки 90°) в импульсах коллекторных токов отсутствуют нечетные гармоники, а четные закорачиваются с помощью Т2, и напряжения на коллекторах и в нагрузке оказываются близкими к гармоническому. Входной трансформатор Т1 обеспечивает аналогично параллельное включение транзисторов по входу. Рассмотрим построение двухтактных генераторов на трансформаторах-линиях (рис. 2.6). В коллекторной це- пи трансформатор Т2 симметрирует напряжения основной частоты на коллекторах транзисторов и обеспечивает замыкание четных гармоник коллекторных токов с возможно малым сопротивлением, а трансформаторы ТЗ осуществляют переход к несимметричной нагрузке. В схеме рис. 2.6,а коллекторное питание подается через блокировочные дроссели Ьбл, в схемах рис. 2.6,б',е- через проводники трансформатора Т2.   Рис. 2.6 Поскольку постоянные составляющие коллекторных токов должны быть примерно одинаковыми, а через проводники Т2 они протекают в противоположных направлениях, то создается только незначительное дополнительное подмагничивание в магнитопроводе Т2. В схеме рис. 2.6, а для подключения нагрузки к коллекторам транзисторов используется трансформатор-линия ТЗ с волновым сопротивлением Zcz = R = Дэк/2 и продольным напряжением на ней tnp = и током 1л = Iff = 7к1. Однако такая схема применима лишь тогда, когда транзисторы расположены достаточно близко друг к другу либо как, например, балансные транзисторы - в одном корпусе. Если же расстояние между ними велико, так что сопротивление индуктивностей проводников, соединяющих коллекторы транзисторов с входными зажимами ТЗ, соизмеримы с Дн, схему дополняют линиями ТЗдоп и ТЗдоп, заменяющими эти проводники. Конструктивно их выполняют в виде полосковых линий с волновым сопротивлением сЗдоп = Дн/2 = Дэк непосредственно на монтажной печатной плате. В схеме рис. 2.6,6нагрузка Дн подключается с помощью двух трансформаторов- линий ТЗ и ТЗ). Для обеспечения в них режима бегущей волны волновые сопротивления выбирают равными Zs - Дэк/2 = = Дн, продольные напряжения Uap = ?/к. ток в линиях /д = 7н = /кь В схеме рис. 2.6,е изменено соединение линий ТЗ и ТЗ на выходных зажимах. В результате продольное напряжение на линии ТЗ увеличивается вдвое и становится равным напряжению на нагрузке, а на линии ТЗ() - равным нулю и ее устанавливают без магнитопровода. Волновое сопротивление и электрическую длину линий Т2 и ТЗ выбирают из следующих соображений [1.44]. При противофазном возбуждении транзисторов четные гармоники коллекторных токов синфазны и через сопротивление нагрузки эти токи не замыкаются, так как линии ТЗ оказываются разомкнутыми на правых по схеме концах. Проводимость линии ТЗ определяется как j(l/Zc3)tg(7r 33/co), где /э = /д/Еэф - электрическая длина линии; / - геометрическая длина; е^ф - эффективная диэлектрическая проницаемость; со = 3 10* м/с - скорость света в вакууме, и при малой электрической длине носит емкостной характер. Входное сопротивление короткозамкнутой линии Т2 для четных гармоник с эквивалентной электрической длиной /э2/2 [1.44] равно Zciigiirfll/co) и носит индуктивный характер. Важно, чтобы результирующая проводимость линий Т2 и ТЗ с учетом проводимости выходной емкости транзистора Ск tg(27r 33/co) + 7 }Zc2tg{27rfk2/2co) принимала максимальное значение на частотах 2/р, 4/р..., где fp находится в интервале /в- fa генератора. Если это не обеспечивается, напряжение на коллекторе с частотой этих гармоник резко возрастает. транзистор может переходить в перенапряженный режим, и^ как следствие этого, возрастают нелинейные искажения сигнала с переменной амплитудой на выходе генератора. Входное сопротивление линии Т2 для противофазных составляющих (первой и нечетных гармоник коллекторного тока) определяется сопротивлением разомкнутой линии длиной /э2/2 и при малой ее длине (/э2 < А/4) носит емкостной характер = -jc2/tg(27r 32/2co). При замене tg(27r 32/2f:o) ~ (27г э2/2со) эквивалентная емкость Сж -. = /э/2сос2. Можно считать, что конденсатор Сэк подключается параллельно транзистору и его емкость вместе с выходной емкостью Ск шунтируют нагрузку. Поэтому должно обеспечиваться условие l/27r/b(CK-f +Сэк) (10 . . .20)Дэк. Практически, чтобы обеспечивались одновременно перечисленные два требования, волновое сопротивление линии Т2 выбирается равным или близким к Д-ж, т.е. Zc2 ~ Дэк. а ее электрическая длина не более 0,02А. Поскольку в схемах рис. 2.6,а,б продольные напряжения на линиях Т2 и ТЗ одинаковы, их целесообразно помещать на общий магнито-провод, обеспечивая при этом одинаковое число витков и выдерживая начало намотки в соответствии с точками на рис. 2.6*. Если каждую линию помещать на отдельный сердечник, объем каждого из них (для сохранения неизменной магнитной индукции) должен быть таким же, как объем сердечника, на который наматываются две линии одновременно, а частотные характеристики генератора в области нижних частот оказываются даже хуже [1.44]. В схеме рис. 2.6,е при размещении линий Т2 и ТЗ-* на одном общем магнитопроводе число витков ТЗ* должно быть в 2 раза больше, чем Т2. В схеме рис. 2.6,а входной трансформатор Т1 обеспечивает последовательное и противофазное включения транзисторов по входу по высокой частоте и одновременно осуществляет переход к несимметричной нагрузке для предыдущего каскада при коэффициенте трансформации 1:1. Обычно между Т1 и транзисторами включается цепь коррекции (см. рис. 3.30), которая не только выравнивает коэффициент усиления по мощности двухтактного генератора по диапазону, но и обеспечивает резистивное входное сопротивление ДвхБ- Поэтому волновое сопротивление линии Т1 выбирают равным ДвхБ. и при этом нет ограничений на ее длину Отметим, что вместо Т1 (как и вместо ТЗ) можно применять трансформаторы на линиях с повышением входного и нагрузочного сопротивлений. Назначение Т1доп и ТЗдоп поясняется в § 3.3. В [1.44] рассматриваются другие разновидности построения (в том числе бестрансформаторные по выходу) схем двухтактных генераторов. На частотах выше 10.. .30 МГц помимо специальных цепей коррекции, компенсирующих снижение коэффициента усиления транзистора по мощности, для уменьшения влияния выходных и паразитных емкостей и индуктивностей выводов транзисторов и монтажа, а также пара- ♦ Только при отсутствии дополнительных линий ТЗоп и Т3& . 1 2 3 4 5 6 7 8 ... 33 |
|||||||||||||||||||