Главная » Книги и журналы

1 ... 29 30 31 32 33

Рпик экв/Р~мом


ex пик

При прохождении сигнала ДОФМ через элемент с комплексной нелинейностью возникают межсимвольные искажения и, кроме того, происходит снижение спектральной плотности мощности сигнала в фиксированной полосе частот приема из-за расширения спектра усиливаемого сигнала. Энергетические потери, обусловленные этими факторами, соответственно называют нелинейными. Они обыч-Рис. 10.13 но преобладают над линейными. Здесь экви-

валентную мощность определяют по качеству приема. Увеличение энергетических потерь эквивалентно снижению мощности принимаемого сигнала и ухудшению отношения сигнал-шум. Совокупность линейной и нелинейной составляющих характеризует полные энергетические потери анализируемой системы. Исследования [10.9] позволили определить оптимальный режим передачи сигналов в системах с МДВР по каналам, рассчитанным на работу в режимах МДЧР. Напомним, что при усилении сигналов ДОФМ в радиоканале имеет место глубокая, иногда близкая к 100 % модуляция по амплитуде. Моделирование на ЭВМ показало, что при уменьшении уровня сигнала ДОФМ на входе типового тракта усиления БР суммарные потери сначала снижаются, а затем вновь растут. Зависимость энергетических потерь, выраженная в децибелах, от уровня сигнала на выходе нелинейного элемента приведена на рис. 10.13. Эквивалентные энергетические потери определялись по вероятности ошибок во время приема сигнала ДОФМ. При квазипиковом уровне сигнала на входе нелинейного элемента {U, = 1) его средняя мощность дает положение рабочей точки на амплитудной характеристике нелинейного элемента в области перехода от квазилинейного участка характеристики в область насыщения. Пиковая мощность сигнала ДОФМ переводит прибор в область насыщения, что ведет к резкому росту эквивалентных энергетических потерь мощности. Минимум этих потерь.достигался при квазипиковом уровне сигнала на входе нелинейного элемента, соответствующем относительному уровню = 0,7. Расчетные энергетические потери составили при этом 2,5 дБ. Результат проверен экспериментально на линии спутниковой связи. По командам с земной станции менялся коэффициент усиления тракта промежуточной частоты бортового ретранслятора, что соответствовало из-.менению уровня входного сигнала на входе нелинейного элемента. Экспериментально был найден оптимальный коэффициент усиления, при котором энергетические потери составили менее 3 дБ.

Физический смысл полученного результата состоит в следующем. В области насыщения (область, соответствующая U 0,8) энергетические потери растут вследствие нелинейных искажений, приводящих к снижению спектральной плотности сигнала ДОФМ в полосе приема и к увеличению межсимвольных искажений под действием интермодуляционных искажений. В части, соответствующей квазилинейной амплитудной характеристике ([/ 0,6), снижение вероятности тест-сигнала об-

условлено уменьшением выходной мощности бортового ретранслятора, которое сопровождается на приеме ухудшением отношения сигнал-шум. Уровень входного сигнала [/ 0,7 является оптимальным, так как нелинейные искажения, определяемые максимальным уровнем сигнала, еще незначительны, а выходная мощность достаточно велика. Согласно сказанному выше в каналах МДВР оптимальная квазипиковая мощность сигнала примерно вдвое меньше номинальной мощности усилителя.

10.6. Расчет ГВВ на пролетных клистронах

Особенности расчета режима и проектирование цепей. Расчет режима подразумевает установление значений напряжения на аноде Е^, тока катода /к и мощности возбуждения Р^х, обеспечивающих получение требуемой мощности Р. в нагрузке при допустимом уровне нелинейных искажений. Такой подход позволяет ограничиться рассмотрением внешних параметров прибора; его АХ и ФАХ, что и сделано выше. В каналах многостанционного доступа усилители должны иметь близкие к линейным амплитудную и укладывающиеся в трафареты допусков частотные характеристики - АЧХ и ХГВЗ. Важно, что вопросы получения требуемых мощности в нагрузке и частотных характеристик для клистронного ГВВ решают совместно [10.10]. Мощность

стремятся получить при максимальном полном КПД. Его определяют как произведение т] = т]еТ]к электронного и контурного КПД. Контурный обычно высок, что позволяет оптимизировать значение г]е. Выбор последнего основан на результатах исследований с помощью ЭВМ процесса преобразования кинетической энергии сгруппированного электронного потока в энергию радиочастотных колебаний. Они показывают, что оптимальное значение коэффициента использования напряжения = Um/Es. на выходном зазоре составляет 1,2. ..1,3.

Отметим, что в силу соизмеримости времени пролета электронами зазора с периодом радиочастотных колебаний при названных значениях

возврата электронов не происходит, все они движутся в зазоре поступательно. Требуемые напряжения реализуют надлежащим выбором сопротивления нагрузки Rn, пересчитанного к зазору. Значение КПД зависит еще и от конструкции зазора, а также величины нормированной амплитуды первой гармоники конвекционного тока 7 = 7еш/7к. Для хорошо сгруппированного электронного потока 7jy G [1,2... 1,6]. Зависимость электронного КПД от сопротивления Rn называют нагрузочной характеристикой (рис. 10.14). Ее рассчитывают на ЭВМ, вводя нормированную переменную R.f = Rm/Ro- Благодаря применению нормированных переменных нагрузочные характеристики имеют обобщенный характер и справедливы для приборов с различными абсолютными значениями напряжения Е^, тока 7к и сопротивления Rn- Оптимальные значения R; G [1, 5 .. .2, 0]. Спад КПД после максимума связан не с возвратом электронов (перенапряженный режим), а с ухудшением их торможения при возрастающем времени пролета зазора.



0.25

Рис. 10.14

Определение исходных данных к расчету режима. Для расчета режима клистронного усилителя необходимо знать величины нормированных тока / и сопротивления Rm- Значением тока будем задаваться, сопротивление оценим расчетным путем. По определению Rm = ll{GxN + Ghn) = = ZcnQsN- Сопротивление Zqn обусловлено в основном двумя параметрами конструкции, характеризующими сосредоточенную емкость зазора, а именно радиусом пролетно-2,0 го канала и расстоянием d между торцами труб, которые образуют зазор. Приближенно, Zcn ~ 100(с 2гк)°. Отсутствие сведений о значениях d \л заставляет пользоваться ориентировочной оценкой. Для мощных приборов дециметрового диапазона Zcn = 120 ... 140 Ом, сантиметрового Zcn = 80 ... 100 Ом. Значением Zcn зададимся. Добротность Q = l/Sn- Затухание S = - SeN, где бм - полное затухание выходного резонатора, а Sn - его слагаемое, которое учитывает влияние на частотные свойства резонатора активной составляющей электронной проводимости (см. § 10.4). Полное затухание 5 определим по известным паспортным данным: полосе усилителя А/у и отклонению М АЧХ в ней. Обычно отклонение АЧХ выходной цепи М^ых = (0,5... 0,8)М. Введем вспомогательный параметр h, который связан с М отношением М = 10lg(l + К). Отсюда следует км = 10i°i°6 b.x Затухание 6м = А/у/(/л.vW)- Рассчитаем затухание б^м = ZcNGf/Ro. Нормированную активную проводимость GcM определяют геометрические размеры зазора. Приближенно ее можно принять 0,10.. .0,14. Сопротивление Rm = Zcm/{Sm - 5ем)- Номинальное значение Rq = £а.ном к.ном. Корректность решения проверим по окончании поверочного расчета режима сопоставлением найденного и паспортного зйачений КПД. Их возможное расхождение связано с ориентировочным выбором значения Zcn и приближенным расчетом затухания 6м- Контурный КПД выходного резонатора 7]к = I - Sm/Sn Затухание ненагруженного резонатора составляет (0,5 ... 1,0) 10 .

Расчет режима. Его полезно выполнить даже в том случае, когда работа ведется в режиме, указанном в паспорте прибора. Являясь поверочным, он позволяет понять особенности выбора напряжения анода и тока катода, уяснить взаимосвязь двух важнейших параметров усилителя - КПД и полосы. Тот же порядок расчета используют для определения режима при работе с пониженным против номинала уровнем мощности в нагрузке.

Исходными данными к расчету являются требуемая мощность в нагрузке, сопротивление Rsn, КПД ?7вых выходной цепи, фидера и включенных в него элементов ( 0,8), микропервеанс Ад электронного потока. Последний находят с помощью формул из § 1.5 при номинальных Еа, и /к-

Амплитуда напряжения на зазоре Un ~ \/2Р-7?эЛг вых- Амплитуда первой гармоники наведенного тока /дШ = 2Р,/{имГ]вых)-Амплитуда первой гармоники конвекционного тока IgiM = / 1(1 + +R.i,fG)/{/SM[l - 0,Ob{ioN + Коэффициент взаимодействия

Рм - 0,8...0,9. Поправка учитывает нелинейную зависимость между наведенным и конвекционным током. Она равна той нормированной к анодному напряжению амплитуде ВЧ напряжения на зазоре, которая получается при расчете наведенного тока по формулам малого сигнала, т.е. без учета нелинейных явлений в зазоре выходного резонатора; ojv = I.jR.jl{l + RjGgj). Коэффициент а^. учитывает уменьшение наведенного тока, вызываемое различием начальных скоростей электронов на входе в выходной зазор (так называемый разброс скоростей ): - \[А^- Вычислим значение ом< Для чего зададимся относительной амплитудой конвекционного тока 1,м определяют процессы в группирователе клистрона. В широкополосных клистронах, когда поло-.. са выходной цепи мало отличается от полосы усилителя, рекомендуют взять Jijv = 1,3... 1,4. Ток катода = 1,05/еш еШ-

Коэффициент запаса 1,05 учитывает токораспределение в лампе. Из-за несовершенства фокусировки небольшая часть тока катода попадает на анод до выходного резонатора. Этот ток минимален в статическом режиме и несколько увеличивается при подаче на вход клистрона мощности возбуждения. В режиме усиления ток анода может заметно превышать значение 0,05/к за счет электронов, оседающих на анод , за выходным зазором. В любом случае должно выполняться условие 4 /атах- Ток Коллектора клистрона /кол = /к - 4-

Напряжение источника анодного питания, которое необходимо для получения расчетного тока катода, Е^ = (1/)2/3= Ю^-Ю^Р^бСМ )]/ . Мощность, подводимая к лампе от источника анодного напряжения, Pq = Е'а^к- Коэффициент полезного действия усилителя ц = P/Pq.

Систему охлаждения обычно проектируют так, чтобы отводить тепло, образующееся в статическом режиме. В таком случае подводимая мощность Ро равна мощности рассеяния на коллекторе и аноде. Распределение мощностей рассеяния зависит от токопрохождения, которое оценивается коэффициентом Пт = /кол/к- Здесь щ 0,95, поэтому практически вся мощность, подводимая от источника ускоряющего (анодного) напряжения, рассеивается на коллекторе клистрона. В режиме усиления мощность, рассеиваемая электродами, уменьшается: Ррлс = Ро - Р~- Строгая оценка мощностей, рассеиваемых электродами клистрона, затруднена, поскольку электроны покидают зазор с различными скоростями. Часть из них попадает на анод за выходным зазором и увеличивает ток этого электрода. Полагая скорости всех электронов на выходе из последнего зазора одинаковыми, определим приближенно мощности, рассеиваемые коллектором и анодом, приняв Пт 0,8.

Тогда Рраскол = nPpQ, Ррас.а = Ррас - Т^рас.кол-

Определение коэффициента усиления. Корректный расчет усиления при малой погрешности определения характеристик сопроти-



влений резонаторов и параметров электронного потока выполняют на ЭВМ. В связи со сказанным примем Кр, указанный в паспорте прибора.

Проектирование резонансных цепей клистрона. Частотные характеристики клистронного усилителя получают, исследуя его комплексный коэффициент усиления: Кр = Uh/Ubx, задаваемый отношением амплитуд напряжений падающих волн в нагрузочном f/н и входном f/jjx фидерах. По определению Кр = КвхКмКвых- Выше введены коэффициенты передачи входной А'вх и выходной А'вых цепей. Для расчета К^ = Un/U\ удобно ввести понятие средней крутизны Sn,n-\-r = in+r/Un- Она связывает ток /п+г. питающий соответствующий контур, и напряжение [/ на п-м зазоре. Крутизна участка клистрона, включающего пространство группирования между п-м и [п + г)-м зазорами, в котором под действием напряжения на п-м зазоре создается ток в цепи (n-i-r)-ro, §п,п+г - Smsin(7pL , +r)exp(-i7r/2).

В этой формуле Sm = 0,5/? /? +rg Go. Постоянная q, учитывает влияние сил пространственного заряда на группировку электронов (5s IQ A). Расстояние между центрами зазоров L , +r, а фазовая постоянная плазмы Ур = 27r/o/vogs, где vq - постоянная скорость электронов. Пролетные трубы ориентировочно можно считать такими, что jpLn,n+r = 1 рад. Приближенно максимальная крутизна Sm = = {Q,lQ...Q,l5)y/I, где - в мкА/В^/, - в кВ, 5 - в мА/В. Усиление на участке между двумя зазорами Кп,п+г = U +r/U =

- Sn,n+rZn-\-r

Многорезонаторный клистрон подобен многокаскадному усилителю, но отличается от него тем, что каждую пару зазоров с подключенными к ним резонаторами и пролетным пространством между ними можно считать усилительным каскадом. Четырехрезонаторный клистрон приводится в эквивалентной схеме (рис. 10.15). На ней даны усилители не только с расположенными рядом резонаторами, но и учитывающие влияние так называемых несоседних резонаторов. Результирующий ко-

эффициент усиления Kfj = (1 + Ем) Кп.п+т-

В этой формуле функция Рдг учи-тывает-=роль усилительных каскадов с несоседними резонаторами. Она слабо влияет на среднее в полосе значение усиления, но вносит значительную неравномерность АЧХ. Если пренебречь влиянием сомножителя (1 + Ем), то параметры цепи усилителя можно рассчитать так же, как для полосового фильтра. Ошибка при этом оказывается недопустимо большой, и ее трудно скорректировать в натурном экспе-

~Г ~Г %~ ~ fnix

Рис. 10.15

5[/П[

з/ -

8.0 6,0 4,0 3,0

0,625

0, 376

0,251

0,136 0,625

1,02 0,397

1,03 0,230

0,183 0,624

1,02 0, 442

1.03

0,189

0,282 0,617

1,01 0,488

1,03 0,158

0,385

1,01

1,02

SU - %

0,504

0,344

0,253

0,098

0,201

0,644

1,02

1,02

0,515 0,170

0,331 0,675

0,264 1,02

0,090 1,02

0,529 0,131

0,311 0,710

0,278 1,02

0,086 1,01

рименте. Для уточнения параметров резонаторов предлагаются табл. 10.2 и 10.3. Более подробные сведения имеются в [10.10]. При составлении таблиц считалось, что полоса усилителя определяется его выходной цепью. Группирователь (все пролетные пространства и резонаторы, кроме выходного) формирует АЧХ тока Аш с малой неравномерностью. Характеристика тока аппроксимирована по Чебышеву. В таблицах даны нормированные к полосе Д/у = (Д/у о) затухания 6 = (5 /Д/у и удвоенные расстройки = 2(/ - /о)/Д/у. Полное сопротивление эквивалентного контура Zn = Zcn/{A.f[Sn + (П' - п)]}- Параметром таблиц служит постоянная Со = ZcSm/Af.

Результаты расчета нормированных 6 и абсолютных (5 затуханий, добротностей Qn = l/i5 , расстроек 0.! и Д/ = / - /о полезно свести в таблицу. Этими сведениями пользуются разработчики приборов. Значения затуханий и расстроек и необходимые пределы их регулировок уточняют на этапе ОКР при создании лампы. При эксплуатации усилителя подстройка резонаторов нежелательна. Приборы настраивают на требуемые частотные характеристики на заводе-изготовителе или в процессе их подготовки к установке в действующую аппаратуру.

Определение требований к источникам питания. Нелинейным режимам, которые характерны для аппаратуры ЗС, свойственна слабая чувствительность КПД к вариациям напряжения анода Е^,. Паразитная AM определяется в этом случае пульсациями подводимой мощности, ее глубина (по напряжению) Мдм = SAE/AE. Определяющей является паразитная фазовая модуляция. Расчетные формулы для этого случая при квазилинейном усилении даны в § 7.4.

Пример. Выполним поверочный расчет номинального режима усилителя на клистроне КУ-371. Его параметры даны в § 1.5. Определим недостающее для расчета. Подводимая мощность Ро = P~fv = 2,5/0,40 = 6,25 кВт Ток катода /к = Рр/Да = 6,25/9,0 и 0,70 А. Первеанс А = h/E = 0,70/(9 х XlOV9 103) ~ 0,82 мкА/ВЗ/2. Последнее ниже обозначено А^. Сопротивление 0 = £а.ном к.ном = 9,0/0,7 и 12,8 кОм.

Приступим к поверочному расчету. Найдем сопротивление Rn- Положим, что отклонение Мвых от максимума в полосе 28 МГц составит 1 дБ. Несущую частоту выберем равной 4,5 ГГц. Параметр hj = iqO.i bg М.ь. i о,259. Полное затухание Sff = Д/у/(/ч Г77) = 28/(4500 . У0Д59) = 0,0122. Сопротивление Zcn примем равным 90 Ом. Затухание = ZcnG,.]IRa = 90 0,10/12800 =: 0,0007. Сопротивление R, = Zcn = 90/(0,0122 - 0,0007) = 7,83 кОм. Нормированное сопротивление KjW = Rsn/Po = 7,83/12,8 = 0,61. Это существенно ниже оптимального, что позволяет предположить применение двухконтурной выходной цепи



0,626

0,376

0,230

0,004

0,023

0,0014

0,0122

6,183

-1,02

1,03

A/ , МГц

2,56

-14,3

14,4

(cm. рис. 10.14). Пусть АЧХ цепи максимально плоская, увеличение сопротивления RH для отклонения М^ых = 1 дБ достигает тогда двукратного. Теперь FL,}{2) = = 2Кэ/7 = 2-7,83 к 15,7 Ом, а нормированное сопротивление Rf = 2-0,61 = 1,22 и можно рассчитывать на получение близкого к паспортному значения КПД. Напряжение Uif = /2~ДэW = v2 - 2,5 15,7 = 8,85 кВ. Первая гармоника наведенного тока iniN - 2Pr/Uf] == 2 2,5/8,85 = 0,56 А. Для определения тока lenf зададимся его нормированным значением 1 = 1,3 и найдем параметры а^, = у/Х^ = т^/0,82 = = 0,91 и ioN = PnIUnKn/C + Kncn) = 1, 3- 1,22/(1 + 1,22 - 0,10) = 1,13. Ток /el w = /н1 w(l + ;wGLn) 5n[1 - 0,06(2 + а^)] = 0,56(1 + 1,22 -0,10)/0,8[1 --О, 06(0,91 И-1,13)] = 0,89 А. Ток катода /к = l,05/eiw jjv = .-0,89/1,3 = 0,72 А. Напряжение = {h/Af = 1о2[1°8(/кМм)]/з .Q2[log{o,72la,2)]li 9 2 кВ.

Рассчитаем затухания Sfj и расстройку Д/п относительно центральной частоты /о полосы Д/у. Максимальная крутизна 5 = (0,10.. .0,15)у'л^,£а = 0,15 х Xл/0,82 - 9,2 = 0,41 мА/В. Параметр таблиц Со = ZcSm/C} = 90 - 0,41 х X 10-/(28/4500) = 5,9. Такое значение Со обеспечивает высокое усиление уже в четырехрезонаторном приборе, что и соответствует его паспорту. Различие в значениях параметров в соседних строках табл. 10.2 и 10.3 невелико, допустимо принять параметры ближайшей строки, в примере с параметром Со = 6,0. Рассчитаем, пользуясь данными в таблице нормированными затуханиями S и расстройками njj, их абсолютные значения. Результаты сведем в табл. 10.4. На этом проектирование усилителя закончим.

Список литературы к гл. 10

10.1. Системы спутниковой связи / A.M. Бонч-Бруевич, В.Л. Быков, Л.Я. Кантор и др.; Под ред. Л.Я. Кантора. - М.: Радио и связь, 1992. - 224 с.

10.2. Кантор Л.Я., Минашин В.П., Тимофеев В.В. Спутниковое вещание. - М.: Радио и связь, 1981. - 282 с.

10.3. Справочник по спутниковой связи и вещанию / Г.Б. Аскинази, В.Л. Быков, Л.Я. Кантор и др. - М.: Радио и связь, 1983. - 280 с.

10.4. Яковлев Л.И., Дедюкин Г.В., Каграминов Э.С. Тропосферная связь. - М.: Воениздат, 1984. - 256 с.

10.5. Симонов М.М., Поволоцкий И.С. Стратегия развития системы спутниковой связи России Технология и средства связи. - 1997. - № 2. - С. 68-73.

10.6. Техника электросвязи за рубежом: Справочник / Л.И. Яковлев, В.Д. Федоров, Г.В.Дедюкин и др. - М.: Радио и связь, 1990. - 256 с.

10.7. Гребнева Р.К., Забалканский Э.С, Клименко М.И. Исследование искажений сигналов в клистронном усилителе при двухчастотном режиме Изв. вузов СССР, Радиоэлектроника. - 1983. - Т. 26, М= 7. - С. 92-94.

10.8. Забалканский Э.С, Левин М.Е. Преобразование спектра в усилителях с комплексной нелинейностью Радиотехника. - 1993. - № 2-3. - С. 15-18.

10.9. Гребельский М.Д., Панков Г.Х., Цирлин В.М. Оптимизация линий спутниковой связи при передаче скоростных цифровых потоков Электросвязь.

- 1979. - М= 12. - С. 17-20.

10.10. Хайков А.З. Клистронные усилители. - М.: Радио и связь, 1974.

- 392 с.

ГЛАВА 11 Передатчики радиостанций систем наземной подвижной радиосвязи

11.1. Основные требования к передатчикам радиостанций систем подвижной радиосвязи*

При проектировании передатчиков базовых и абонентских станций систем подвижной радиосвязи в качестве исходных данных принимают параметры соответствующих стандартов: диапазон рабочих частот, ширину радиоканала, вид модуляции, мощность. Для аналоговых систем сотовой связи с частотной модуляцией, развернутых в России, они приведены в табл. 11.1, для цифровых сотовых систем - в табл. 11.2 [11.1, 11.2]. Характеристики основных стандартов транкинговых систем даны в табл. 11.3 [11.2, 11.3]. Данные отечественных зоновых систем Алтай и ВОЛЕМОТ приведены в табл. 11.4 [11.4]. Как следует из табл. 11.Ill.3, для сотовых систем границы частотных диапазонов определены жестко, в то время как для транкинговых систем указаны максимальные и минимальные частоты, предоставляемые Регламентом радиосвязи, внутри которых национальные службы (в России Государственная Комиссия по радиочастотам) выделяют рабочие полосы для отдельных систем. При этом должен быть обеспечен разнос частот между каналами передачи и приема, не менее:

Для диапазона 136. ..174 МГц................................. 4; 6 МГц

Для диапазона 403.. .470 МГц................................. 10,0 МГц

Для диапазона 820.;.960 МГц----............................. 45 МГц

Причем частота передачи базовой станции (БС) должна быть выше частоты передачи абонентской (подвижной, мобильной) станции (АС). Так, в России для региональных транкинговых систем рекомендованы полосы частот 301...308/337... 344, 412...417/422...427 МГц.

В аналоговых транкинговых системах с ЧМ разнос между частотными каналами может составлять как 12,5, так и 25 кГц. При разносе в 25 кГц и соответствующей ширине канала максимальная девиация

* § 11.1 написан вместе с К.О. Величко.



Стандарт

AMPS

NMT-450

Рабочий диапазон БС-АС, МГц Рабочий диапазон АС-БС, МГц Девиация частоты (пиковая), кГц Ширина радиоканала, кГц Число каналов

Максимальная мощность БС, Вт Максимальная мощность АС, Вт

* На входе устройства сложения (ко ** Для возимых радиостанций.

870...890 825...845 12 30 666 100* 3

мбайнера).

463...467,5 453. ..457,5

25/12,5 180/360

50* 15**/2

частоты A/max = 5 кГц. При сужении полосы канала до 12 кГц девиация может быть снижена до 2,5 кГц. В сотовых системах, например в NMT-450, при сужении полосы канала до 12,5 кГц девиация остается неизменной, а сужение полосы обеспечивается фильтрацией на ПЧ в приемнике. Как показывают контрольные измерения, уровень нелинейных искажений при этом возрастает незначительно.

Из табл. 11.1-11.3 следует, что существует шкала мощностей АС в зависимости от того, является АС носимой или возимой. Так, АС системы GSM-900 разделены на 5 классов по мощности: 20; 8; 5; 2; 0,8 Вт. Более сложно определить мощность передатчика БС. Обычно их максимальные мощности в 5... 10 раз превышают мощности АС. БС тоже разделяют на классы по величине мощности. В стандарте GSM-QOO существуют 8 классов БС: 320; 160; 80; 40; 20; 10; 5; 2,5 Вт. Для системы NMT-450 выпускают станции, где максимальная мощность одного передатчика составляет 50 и 12 Вт. Однако эта мощность существенно превышает (иногда в несколько раз) мощность на входе антенны ввиду того, что базовые станции являются многоканальными, с совместной работой нескольких передатчиков на одну общую для них антенну.

В проспектах, рекламных изданиях и описаниях БС обычно указывают мощность передатчика одного частотного канала на входе антенны. При этом в системах цифровой связи БС может включать от 1-2 до 6 приемопередающих модулей и от 4 до 16 приемопередатчиков в системах аналоговой связи. Все передатчики, размещенные в одном шкафу, а иногда и в нескольких шкафах БС, подсоединяют к антенне (фидеру) через сумматор, часто называемый комбайнером. Сумматор должен обеспечить как сложение мощностей отдельных передатчиков, работающих на общую нагрузку, так и развязку их выходов друг относительно друга, чтобы предотвратить появление интермодуляционных искажений. На практике используют два типа сумматоров: широкополосные и фильтровые.

Широкополосные сумматоры строят на основе квадратурных мостов сложения мощности на отрезках коаксиальных линий (гл. 3, рис. 3.46). Схема сложения мощностей четырех передатчиков приведена на рис. 11.1. Мощности складывают попарно; при этом каждый сумматор вносит затухание, равное 3 дБ, и половина мощности со входов выделяется в балластных нагрузках Дб- Квадратурный мост обеспечивает

О

о о

о о

: о 5 2 RI

о i -< -<

00 о.

00 т л

§ ст> 2

СТ) СТ Tf ст> 3:

со гЧ со g

о

о Tf о 5

VO ГО (N ш i£

со со со

fM s со

> о со -

- 1л см в

: 2 2 о i

в т^ о

СТ) СТ) гН

СТ) СТ) -3- ст>

00 <-1 со гН

со

СТ) о -3- о ГО <N ю со со 00 Т

о

13 га

о о ю о со со н со ст> - 01

LO о о о U о со ю со ст> со Т

I о <U 00 о S см tN

ю

О

I о

о

LO СП

о

т

СО О ь-

2 ДО.

S l S 1- о)

as S I

)s - s . i

s и 5 и

о т- о a

га га га

CL Lfl CL < D-

а о о s

га га с

П S -

I о

о S о

Q. Q.

U S о 5

S -I Ь£ S

<

ct о о о

X 3 и m 5

со Н

* со 2

о

--с^ : : 4

ю ю о о d

ст; со rt ~

го со со

о rt

О О Ь: S!

ст> со

го го : :

га а о

: °-

о ю в-

Ю rt S

Tf и

Tf о Г~ Tf (N Т rt ГО Tf Tf

Ю rt trj ГО Tf О CO ГО rt ГО ГО Tf

О

<

я- о

го о

Т о

<

о LO о 5 -р

t.~ см Tf Э -1 со со ст>

rt ко 1л !5 ш ю о го S I со со СП <

о см с: rt ,

Tf о

Tf Tf о -а-

rt го Tf

Ю rt го Tf о о rt го Tf

1 p.

&

ra ra i

ra z

<

О

о

с

s

и

° i

3 ra ra

5 t S

о (N (N

c; rt ra I <

с

л о

О о

em I и

o<

о о

о

g5 и

о

<n ra

5 5 -

D. Lfl

s S о

к

о с

>, I

-1 т

>

л

S к

рт 5=

Q. га

М




Рис. 11.1

развязку между входами двух передатчиков порядка 25 дБ в относительной полосе частот около 5 %. Для дополнительной развязки плеч на выходе каждого передатчика устанавливают циркуляторы, обеспечивающие затухание отраженной волны не менее 20 дБ. Потери прямой волны в циркуляторах составляют 0,15...0,25 дБ. Следовательно, при сложении мощностей четырех передатчиков по схеме рис. 11.1 потери в сумматоре Х^ум 7 дБ. Достоинством схемы рис. 11.1 является ее широкополосность, возможность в процессе работы изменения рабочей частоты, что иногда требуется для организации режима прыгающей частоты в радиосети.

Значительно более эффективными являются фильтровые сумматоры, построенные с использованием узкополосных фильтров (рис. 11.2). Каждый фильтр (резонатор) настроен на определенный частотный канал передачи; при переходе на другую частоту используют как ручную, так и программную настройку резонаторов с помощью штырей, меняющих резонансные частоты контуров Wl-Wn. При реализации этой схемы решают сложные технологические проблемы получения высокодобротных резонаторов. При использовании фильтровых сумматоров существует минимально допустимый разнос между соседними каналами. На частотах вблизи 450 МГц он составляет 175. ..250 кГц, в диапазоне 800.. .1000 МГц - 200. . .600 кГц. Потери в сумматоре'на фильтрах в зависимости от технологических решений и разноса по частоте .сум = 1...3 дБ. Поэтому фильтровые сумматоры предпочтительнее широкополосных. Их можно использовать и при организации в сотах режима прыгающей частоты, если число передатчиков БС соответствует числу выделенных частот. В этом случае каждый передатчик работает на постоянной частоте, а при смене кадров коммутируют информационные сигналы на входах передатчиков.

Дополнительные потери в тракт передачи вносит антенный коммутатор (дуплексер), необходимый при работе приемных и передающих устройств на общую антенну Их оценивают величиной Ьцу^ и 1 дБ. Если ввести потери в фидере антенны Ьф, то общие потери в тракте

передачи составляют Хсум + дуп + ф- Потери в фидере стараются снижать до 1...1,5 дБ, размещая иногда оконечные усилители мощности непосредственно на мачтах. При известной после выполнения частотнсьтерриториального планирования сети подвижной связи мощности излучения БС Рве в частотном канале мощность передатчика рассчитывают по соотношению

10lg(Pnep/PBc) (дБ) = icy (flE) + i y (дБ) + 2:ф (дБ)*. (11.1)

Качественные показатели передатчиков аналоговых систем подвижной связи с ЧМ выше, чем передатчиков низовой связи [1.1, гл. 8.5]. Так, в радиостанциях сотовой связи с ЧМ нелинейные искажения при измерениях на частоте 1 кГц не должны превышать 2...2,5 % и быть не более 5 % в радиостанциях транкинговой связи. Мощности побочных излучений не должны превышать 1 мВт. Относительная нестабильность частоты АС с ЧМ составляет (2 .. .5) 10~® и обеспечивается опорным кварцевым генератором. В передатчиках БС с ЧМ относительная нестабильность частоты порядка (1.. . 2)-10~, а в передатчиках БС цифровых систем снижается до 5 10~. Такую нестабильность обеспечивают либо высокоточные кварцевые эталоны частот, либо синхронизация синтезаторов частот тактовой частотой группового канала сети, связывающей БС с центром коммутации подвижной связи. Относительная нестабильность частоты АС цифровых систем при синхронизации от БС достигает 1 10~. В передатчиках цифровых станций важным параметром является допустимое паразитное отклонение фазы на интервале передачи одного бита. В системах с гауссовской частотной модуляцией с минимальным сдвигом (ГЧММС) среднеквадратическая ошибка не должна превышать 5°, а пиковая ошибка 20°.

11,2, Разработка структурных схем передающих устройств радиостанций подвижной связи

Конструктивно абонентскую станцию (АС), которую часто называют подвижной или мобильной станцией, выполняют как одноплатный приемопередатчик (рис. 11.3). В этой структуре собственно к передатчику относятся формирователь радиосигналов и усилитель мощности (УМ). Элементами приемного тракта являются: малошумящий усилитель радиочастоты (УРЧ), смеситель, УПЧ и демодулятор. Блок обработки информационных сигналов (речи и данных), синтезатор частот и антенный коммутатор обеспечивают работу как передатчика, так и приемника. Важные задачи в радиостанции возложены на процессорный блок. Кроме программного управления станцией процессорный блок выполняет

* В описаниях и спецификациях радиоаппаратуры систем подвижной связи широко используют определение мощностей в дБм, что составляет lOlgP (мВт).



Телефон

микрарон

оВраШтпи анорорма-ционных сигнапод

демоду-мтор

Смеситель.

УПЧ

синтезатор частоты

Антенный номмутатор

Фортроватепь радиосигнапов

\msuamgpa птиессоп-

nopmeSoSa-ёыВода цифровой анфортцш

Рис. 11.3

значительную часть операций по обработке информационных сигналов при передаче и приеме. В станциях цифровой радиосвязи с временным сдвигом каналов приема и передачи информации один синтезатор частот обеспечивает стабилизацию несущей (центральной) частоты радиосигнала передатчика и гетеродина приемника. Радиостанции других систем, прежде всего аналоговых с ЧМ, имеют сдвоенные синтезаторы частот, один для передатчика, другой для приемника. Антенный коммутатор (дуплексер), служащий для разделения радиосигналов передачи и приема, состоит из двух полосовых фильтров: одного, включенного на выходе передатчика, другого - на входе приемника.

Отметим характерные особенности радиостанций подвижной связи:

широкое использование в станциях специализированных БИС и СБИС, разрабатываемых фирмами-производителями радиоаппаратуры для конкретных систем подвижной связи, что обусловливает разнообразие используемой элементной базы в абонентских и базовых станциях одного и того же стандарта, выпускаемых различными фирмами;

синтез несущих частот на основе быстроперестраиваемых синтезаторов с импульсно-фазовой автоподстройкой частоты (ИФАПЧ) с внешней или собственной кварцевой стабилизацией частот;

переход к обработке информационных сигналов в цифровом виде в процессорном блоке;

программное управление мощностью передатчика (напряжения питания подают на узлы передатчика только при переходе станции в активный режим, в ряде цифровых систем с учетом речевой активности абонента);

регулировки выходной мощности передатчика, например в АС GSM, от 43 до 13 дБм с шагом 2 дБм;

использование в АС мощностью 1...2 Вт элементной базы с низковольтным напряжением питания (3,5...5 В).


Рис. 11.4

Рассмотрим построение структурных схем передатчиков аналоговых и цифровых систем подвижной связи.

На рис. 11.4 приведена типовая структурная схема передающей части АС с ЧМ. Сигнал с микрофона 1 поступает в аналого-цифровой блок 2, где его усиливают и преобразуют в цифровой вид с помощью импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). Фильтрацию с предыскажениями (подъем верхних частот), регулировку уровня передачи, компрессию, ввод цифровых последовательностей сигналов управления - все эти операции выполняет центральный процессор ЦП 10. Обработанный сигнал в цифровом виде возвращают в блок 2, где с помощью ЦАП и ФНЧ 3 получают аналоговый сигнал модуляции.

Модуляцию осуществляют в ГУН с ЧМ (ЧМАГ) 4, как правило, на выходной частоте, хотя существует аппаратура с модуляцией на промежуточной частоте ПЧ (/пч = 45.. .80 МГц). В этом случае передатчик строят по схеме рис. 9.1 с трактом ПЧ и повышающим УВЧ смесителем. При выполнении ГУН по трехточечной схеме на транзисторе снимаемый с него сигнал имеет мощность порядка -10 дБм, что требует последующих ступеней усиления 5 до уровня 13... 15 дБм. ГУН и усилители радиочастот УРЧ 5 строят на маломощных и малошумящих транзисторах. В схеме рис. 11.4 ГУН является перестраиваемым в рабочем диапазоне частот, центральная часть ЧМ сигнала стабилизирована синтезатором с кольцом ИФАПЧ 11. Стабильность частоты обеспечивает опорный кварцевый автогенератор ОГ 12.

Усилитель мощности имеет предварительные каскады усиления 6 и оконечный УМ 7. Весь тракт усиления радиосигнала неперестраиваемый, включая фильтр гармоник ФГ 8 и дуплексер 9. Полоса усиления равна рабочему диапазону передатчика, приведенному в табл. 11.1-11.4. Число каскадов усиления зависит от выбранной элементной базы. Так, в носимой АС транкинговой связи Леско 310-РЗЗН мощностью 1 Вт, диапазона 301:. .308/337.. .344 МГц и ГУН с ЧМ построен на специализированной ИС, за которой следует двухкаскадный предварительный транзисторный УРЧ и выходной УМ, построенный также на ИС [11.5]*. Параметры ИС УМ приведены ниже в § 11.3. Наконец, долж-

* См. сайт Интернета http:/www.lesko.ru. Фирма Леско выпускает радиооборудование (АС и БС) стандартов МРТ-1327, Алтай и ВОЛЕМОТ в диапазонах 301... 308, 337... 344, 385... 429 и 433... 470 МГц.



А шого z иифровои блок

Формирователь сигнилй


ГУН

и

Сии

Сит

пезатор

Схема упрйВмкия

Рис. 11.5

на быть предусмотрена система управления питающими напряжениями 13 для оперативного включения и выключения передатчика и регулировки его мощности.

Структурная схема передатчика АС цифровой связи приведена на рис. 11.5. Из сравнения схем рис. 11.4 и 11.5 видно, что в них много общего. Но есть и важные различия в построении возбудителя передатчика и в функциях, выполняемых центральным процессором (ЦП). Речевой сигнал с микрофона 1 преобразуют в блоке 2 в цифровой (ИКМ) и передают в ЦП 8 для выполнения всего комплекса процедур кодирования, перемежения, пакетирования и шифрации (например, в системе GSM). Далее, поскольку в системах цифровой подвижной связи используют квадратурные виды модуляции, ЦП в соответствии с передаваемой по радиоканалу последовательностью логических нулей и единиц осуществляет цифровой синтез двух модулирующих сигналов umi и umq для реализации требуемого по стандарту вида модуляции: 4-ОФМ, 7г/4-ОФМ, ГЧММС - с необходимой низкочастотной цифровой фильтрацией.

При модуляции 7Г/4-ОФМ каждой паре передаваемых по радиоканалу бит соответствует фазовый сдвиг, приведенный в табл. 11.5.

Диаграмму сигнала 7г/4-ОФМ определяют 8 возможных состояний; допускаемые переходы показаны на рис. 11.6 [11.6]. Из рис. 11.6 следует, что в процессе передачи каждый из квадратурных модулирующих сигналов изменяет


Таблица 11.5

Биты (/, q)

Фазовый сдвиг

(1.1)

(0,1)

37г/4

(0, 0)

-37г/4

(1.0)

-7г/4

свою величину, принимая одно из пяти дискретных нормированных значений (1; 0,707; 0; -0,707; -1).

Сигнал ГЧММС для передачи цифровой последовательности со скоростью В [бит] можно представить в виде . .

ГЧММС = и sin{[wo + Au>o{t) * *hr{t)]t},

где ** обозначена операция свертки функций; Auio(t) - последовательность прямоугольных биполярных импульсов длительностью 1/В и с уровнями Auio(t) = 27г5/4 при передаче О и Au)o{t) = -2x5/4 при передаче 1 ;

- импульсная характеристика гауссовского фильтра; Пд - полоса пропускания на уровне -3 дБ. Обозначая Awr(0 = Awo(f) * */ir(0 лучаем

ИГЧММС = U{uMlCOSU)ot + UMQs\nU)ot),

где Umi = sm

Auir{t) dt и UMQ = cos

/ Aur{t)dt) - ква-

\J-oo /

дратурные модулирующие сигналы, которые ЦП формирует в цифро- вом виде.

Вернемся к структуре (рис. 11.5). Сигналы umi и umq, сформированные ЦП 8, следуют в блок 2, где с помощью ЦАП и ФНЧ их переводят в аналоговую форму и подают на формирователь радиосигналов 3. ГУН 9 генерирует несущую (центральную) частоту радиоканала, которую стабилизируют системой ИФАПЧ (синтезатор 10). Стабилизацию частоты можно осуществить путем ее синхронизации внешним сигналом (в передатчиках радиостанций GSM) либо от опорного кварцевого генератора. Формирователь сигнала строят на ИС с выходной мощностью 0. ..5 дБм. Тракт усиления радиочастоты состоит из предварительного усилителя 4 и оконечного УМ 5. Далее следуют фильтр гармоник 6 и дуплексер 7. В АС с временным сдвигом между передаваемыми и принимаемыми пакетами (GSM, DECT) дуплексер заменяют электронным переключателем. Синтезатор, а часто и ГУН выполняют на ИС*. Ряд фирм при массовом производстве используют специализированные СБИС. Например, в АС системы GSM, выпускаемой фирмой Siemens, функциональные узлы УВЧ диапазона, обведенные штриховой линией на рис. 11.5, размещены на одной СБИС (РМВ2240), названной передатчиком . Эту ИС используют в АС двух диапазонов: 900 и 1800 МГц.

* Блок 10, синтезатор, состоит из двух функциональных узлов: предварительного делителя УВЧ диапазона (ПД) и элементов петли ИФАПЧ (синт.). Более подробно его структура рассмотрена далее в § 11.3.



Переход в диапазон 1800 МГц осуществляют переводом УМ 5 в режим удвоения частоты и переключением фильтра гармоник. Для АС и БС системы DECT фирмы Siemens применяют СБИС передатчика РМВ2220 с выходной мощностью 0,25 Вт в непрерывном режиме, что позволяет обойтись без дополнительного УМ.

Передатчики базовых станций также строят по схемам рис. 11.4 и 11.5. Отличия состоят в конструктивном выполнении, в реализации выходных УМ, фильтров гармоник и дуплексеров. Так, часто передатчик и приемник одного канала размещают на отдельных модулях. В БС цифровой связи с временным или частотно-временным разделением каналов могут быть заняты все т временных интервалов кадра, а не один или несколько, как у АС. Поэтому при одинаковой пиковой мощности передатчиков БС и АС (см. мощности, приведенные в табл. 11.2) средняя мощность передачи АС (и, что очень важно, средняя потребляемая и рассеиваемая мощности) будут меньше, чем у БС. Процессоры обработки многоканальных сигналов в БС гораздо сложнее процессоров обработки сигнала одного канала в АС. АС должны удовлетворять исключительно жестким ограничениям по массо-габаритным показателям и потребляемой мощности. Похожие требования предъявляют и к БС систем, работающим на частотах выше 1500 МГц, где БС часто устанавливают на мачтах, фонарных столбах, стенах зданий, непосредственно у антенны.

При выходной мощности передатчика Рвых > Ю Вт выходные УМ БС размещают в отдельном блоке. Поскольку фильтр гармоник пропускает сигналы во всей полосе рабочего диапазона, иногда его делают общим и ставят после суммирующего устройства, на выходе шкафа передатчика. После сумматора размещают и дуплексер при работе приемников и передатчиков БС на одну антенну.

11.3. Разработка отдельных функциональных узлов

Генераторы, управляемые напряжением. Генераторы, управляемые напряжением, строят по обычным трехточечным схемам. В схеме емкостной трехточки (рис. 11.7,а) обозначены частотозадающие элементы. Все остальные элементы обеспечивают подачу питающих напряжений и блокировку по радиочастоте.. Индуктивность контура выполнена в виде короткозамкнутого отрезка коаксиальной или полосковой линии WI. Эквивалентная схема контура АГ представлена на рис. 11.7,6. Перестройку частоты в рабочем диапазоне осуществляют подачей на варикап VD1 управляющего напряжения, снимаемого с выхода синтезатора частоты (рис. 11.8). В передатчиках аналоговых систем связи в ГУН осуществляют и частотную модуляцию. Для этого обычно в контур АГ включают дополнительный варикап VD2, хотя возможно перестройку частоты и модуляцию осуществить одним варикапом.-

При разработке ГУН для диапазона рабочих частот подбирают варикап VD1 (табл. 8.1; [9.6]). Добротность варикапа Qg на рабочей

От схемы

ИФАПЧ С2

1 11


Рис. 11.7

частоте должна быть не хуже 30. Далее ведут расчет в такой последовательности.

1. Определяем максимальное и минимальное значения емкости выбранного варикапа Свх (рис. 11.7,6):

Со{Е^ + gp) Со{Е^ + Ео)

{Е^ + г/тах)

Св1 min =

(11.2) (11.3)

В (11.2) и (11.3) Со - номинальная емкость варикапа при номинальном напряжении Eq; Е^ = 0,7 - контактная разность потенциалов, п = 0,5; 2,5 - показатель степени характеристики диода с резким или сверхрезким переходом. Максимальное [/щах и минимальное [/щш управляющие напряжения целесообразно брать в пределах от 6...8 до 12... 18 В с размахом между ними не менее 5... 6 В Емкость варикапа на средней частоте /ср = V/max/min равна Cbi = \/Св1тахСв1тЬ.

2. Находим эквивалентную емкость Сев, включенную последовательно с варикапом VD1 в контур, из выражения


Св1 max

-f Cl Cblmin-Ь Cl -f Сев

С

в i min

+ Ci Св

Bl max

+ Cl + Cc:

(11.4)

Вначале полагаем Ci = О и рассчитываем Сев- Если Сев > 3 .. .4Cbi или отрицательно, то перестройка частоты в заданных пределах выбранным варикапом невозможна. Если Сев < Свь то варикап позволяет получить существенно большее перекрытие по частоте /max min. чем требуется. В этом случае целесообразно выбрать Сев ~ Cbi, а параллельно варикапу подключить дополнительный конденсатор Сь величину которого при выбранном Сев определяют, решая заново уравнение (11.4).

3. Определяем параметры контура. Эквивалентная емкость контура Сэ = (Св1 -f С1)Сев/(Св1 -Ь Cl -f Сев)- Характеристичбское сопротивление контура р - 1/27г/ерСэ. Эквивалентная добротность контура Q (0,75 .. .0,5)Qb(Cbi + Ci -f- Сев)/Ссв.



4. Выбираем транзистор по рабочей частоте и допустимому уровню шума и рассчитываем его режим с учетом обеспечения условия баланса амплитуд АГ. По эквивалентному сопротивлению нагрузки транзистора находим коэффициент включения транзистора в схег му = yRulpQ- Сопротивление емкости делителя Сд на рис. 11.7,6

Хс.л -

= Ртр. Сопротивление емкости

ХС2= Р~Хся- XBlXci/ixBl + xci) > 0.

(11.5)

Если условие (11.5) не выполнено, то следует менять параметры схемы или варикап.

5. Напряжение радиочастоты на варикапе VD1 не должно превышать обратного смещения UvDi [В] < f/min - 1 [В]. Следовательно, напряжение радиочастоты на коллекторе транзистора 111 < < UvDiXcp/xcBi- При невыполнении данного условия следует уменьшить ток транзистора, изменить коэффициент обратной связи или выбрать другой транзистор.

6. Далее производят расчет частотного модулятора на варикапе VD2. Так как относительная девиация частоты очень мала, то следует обратить внимание на повышение уровня модулирующего напряжения. Варикап VD2 выбирают с резким переходом (п = 0,5). Целесообразно на VD2 в режиме молчания установить смещение Евт ~ 6 В и уменьшать коэффициент включения VD2 в схему. Для этого подбирают Сз < 0,2Св2 и Агд = Сз/(Сз + Свг) < 0,2, где Св2 - емкость варикапа VD2 в отсутствие модуляции. Тогда амплитуда модулирующего напряжения на варикапе VD2

г/мод = 4]?вт(А/шах ср)(Сз + Св2)/(рТ*дСз).

7. Определяют остальные элементы контура, в том числе емкости С4 и С5 по выбранному в АГ коэффициенту обратной связи /?ос = С5/С4.

Следует отметить, что в последние годы выявилась тенденция выполнять ГУН, в том числе ГУН с ЧМ, на ИС, выпускаемых для рабочих диапазонов систем подвижной связи. Такие схемы имеют входы для напряжения, изменяющего центральную частоту ГУН, и для подачи модулирующего сигнала.

Синтезаторы. Синтезаторы в передатчиках радиостанций подвижной радиосвязи строят на основе колец ИФАПЧ. Как правило, синтезатор состоит из двух функциональных устройств: ИС ПД -. предварительного делителя с переключаемым коэффициентом деления на р/{р -Ь 1) и собственно ИС синтезатора, содержащего три ДПКД и импульсно-фазовый или импульсный частотно-фазовый детектор (ИФД, ИЧФД) (рис. 11.8). На вход ПД подают напряжение с ГУН, на вход ДПКДя - колебания опорной частоты, выход ПД соединяют со входом ИС синтезатора. Необходимость использования ПД вызвана тем,

>4

fo >

ифд

(ичфд)

Схена управления

ИС синтезатор

Управление частотой ГУН

Рис. 11.8

что счетчики с переменным (целочисленным рядом) коэффициента деления (ДПКД) не работают на частотах выше 30.. .70 МГц, что требует предварительного деления частоты ГУН.

Принцип работы схемы (рис. 11.8) состоит в следующем. Частоту напряжения ГУН делят в ПД на р или на р1; выходные импульсы с ПД поступают на два управляемых счетчика: ДПКДа с коэффициентом деления А и ДПКДд с коэффициентом деления В. В начале каждого цикла деления ПД производит деление нар-(-1. Импульсы с его выхода идут на оба счетчика ДПКДл и ДПКД. При окончании счета ДПКДд, коэффициент деления в котором А меньше, либо равен В, выходной импульс с ДПКД4 через схему управления переводит ПД в режим деления на р, и продолжается счет только в счетчике ДПКДд. Как только счетчик ДПКДв закончит счет, его выходной сигнал, являющийся выходным сигналом ДПКД в целом, переведет ПД в режим деления на р -Ь 1 и произведет установку счетчиков ДПКДл и ДПКДд в начальные состояния Л и В. Далее начнется новый цикл деления. Таким образом, коэффициент деления

А^дпкд = (р + 1) -f (5 - А)р =Вр + А.

(11.6)

В схеме (рис. 11.8) нельзя получить непрерывный целочисленный ряд значений Удакд ниже

-/Vmin - р{р - 1).

(11.7)

При этом Bmin Лтах = р - 1.

При разработке синтезатора необходимо выбрать ИС и рассчитать программно-устанавливаемые значения коэффициентов деления ДПКДв, ДПКДд и ДПКДя. Процесс расчета поясним на примере. Проектируем синтезатор для передатчика БС системы GSM. Диапазон несущих частот 935,2...959,8 МГц с сеткой А/с = 0,2 МГц. Пусть частота колебаний, опорного генератора / = 5,2 МГц. Для реализации схемы будем использовать ИС, применяемые фирмой Siemens.



1 ... 29 30 31 32 33
Яндекс.Метрика