Главная » Книги и журналы

1 ... 27 28 29 30 31 32 33

Число ТФ каналов

F , кГц

Fb, кГц

1032

А/к, кГц

Д/зф, МГц

0,073

0,084

0,404

0,464

0,533

А/пик, МГц

0,38

0.394

1,647

1,745

1,871

Пчм. МГц, при Рп. пВт:

0,61

0,84

3,05

4,33

0,55

0,78

2,72

3,95

Число ТФ каналов

1020

1320

1920

F , кГц

кГц

1300

2540

3340

4636

5932

8524

А/к, кГц

А/зф, МГц

0,77б

1,097

1,202

1,43

1,139

1,374

А/пик, МГц

2,584

3,653

4,003

4,762

3,793

4,575

Пчм. МГц, при Рп, пВт;

14,75

17,6 ,

23,4

25,5

35,8

13,2

15,9

21,1

23,7

32,9

иэ кваэипиковой девиации Д/пик при кваэипиковой мощности группового сигнала (превышаемой 0,1 % времени). Значения Д/эф и Д/пик приведены в табл. 9.1. Там же указаны полосы пропускания радиоканала, полученные из допустимого уровня переходных помех вследствие ограничения спектра радиосигнала. Величины Пчм рассчитаны для двух значений мощности переходных помех в верхнем телефонном канале: Р„ = 1 пВт и Р„ = 10 пВт. При индексе модуляции Мч = Д/пик/в > 1

Пчм 2(Д/пшс + Fb + Д/пикРв).

(9.1)

При числе каналов N > 1920 полоса радиоканала Пчм составляет 35. ..40 МГц.

Групповой сигнал ТВ канала образуют в результате сложения сигнала изображения и сигнала звукового сопровождения, расположенного на поднесущей. Полоса частот сигнала изображения ограничена fjjjax = 6 МГц при размахе девиации 8 МГц (±4 МГц). В РРС, рассчитанных на передачу 1800 ТФ каналов и более, предусмотрена передача совместно с сигналом изображения двух сигналов звукового сопровождения (на двух языках или стереосигнала) и двух независимых радиовещательных сигналов - всего четырех сигналов на четырех поднесущих. Поднесущие расположены в районе 8 МГц. Ширина спектра, занимаемого ЧМ телевизионным сигналом, П = 24 МГц. Эта полоса достаточна и для передачи сигналов звукового сопровождения.

Цифровые РРС принято классифицировать по скорости передачи В (в Мбит/с) в соответствии с иерархией ИКМ структур. Различают цифровые РРС малой пропускной способности В < 10, средней В = 10... 100 и большой В > 100 Мбит/с. Наиболее часто используют системы со следующими скоростями передачи: 2,048; 8,448; 34,368;

139,264; 400 Мбит/с. В цифровых РРС малой пропускной способности применяют частотную манипуляцию, двойную частотную манипуляцию, относительную фазовую манипуляцию: двухпозиционную 2-ОФМ и наиболее часто четырехпозиционную 4-ОФМ. В цифровых РРС средней и большой пропускной способности используют многопозиционные 4-ОФМ и 8-ОФМ, и квадратурную амплитудную манипуляцию: 16-КАМ и 64-КАМ [1.45, гл. 4].

Выбор вида манипуляции зависит от скорости передачи В. Переход К многопозиционным методам приводит к сужению полосы радиосигнала, что экономит спектр и облегчает построение фильтров и согласующих цепей. В зависимости от скорости передачи В и числа состояния радиосигнала га требуемая полоса частот

Пт > (1,1... 1,3)5/log2 га.

(9.2)

При больших скоростях передачи применяют сложные многоуровневые сигналы 8-ОФМ, 16-КАМ и 64-КАМ. При га = 4 (16-КАМ) по-лоса радиосигнала уменьшается в 4 раза в сравнении с 2-ОФМ, а при m = 6 (64-КАМ) - в 6 раз.

Передатчики РРС как аналоговых, так и цифровых линий должны удовлетворять жестким требованиям в отношении шумовых характеристик тракта передачи. Шумы складываются из тепловых флуктуаци-онных шумов в элементах схемы и переходных шумов, обусловленных нелинейностями тракта. В передатчиках с ЧМ и ОФМ переходные шумы определяются нелинейностью фазочастотной характеристики тракта и амплитудно-фазовой конверсией, т.е. появлением паразитной фазовой модуляции сигналов из-за сопутствующей AM. Линейность фазочастотной характеристики оценивают величиной т^р = dip/du, называемой групповым Временем запаздывания (ГВЗ). При передаче сигналов телевидения или большого числа ТФ каналов отклонение ГВЗ не дожно превышать нескольких наносекунд. При усилении сложных сигналов 16-КАМ и 64-КАМ с меняющейся амплитудой требуется высокая линейность амплитудной характеристики. Искажения сигналов также возникают в модуляторах и манипуляторах. Конкретные требования к отдельным каскадам передатчиков РРС приводятся ниже.

9,3. Построение структурных схем передатчиков РРС

Основной схемой передатчиков аналоговых РРС с ЧМ является схема с модуляцией по промежуточной частоте (рис. 9.1) [1.1]. Частотную модуляцию в оконечных или узловых станциях, а также основное усиление сигнала в промежуточных станциях осуществляют на /пч = 70; 140 МГц и более высоких частотах (в зависимости от выходной частоты и числа каналов Л^). Сигнал с выхода частотного модулятора ЧМ, а на промежуточных станциях с выхода приемника поступает в усилитель



ГриппоОой

сиеши

.Выход

приемника

УПЧ усВЧ

ГЕТ I [] £

Рис. 9.1

промежуточной частоты передатчика УПЧ и далее на СВЧ смеситель передатчика См СВЧ. К смесителю подводят и мощность гетеродина Ррет-Полосовой фильтр на выходе смесителя выделяет сигнал одной боковой полосы (обычно верхней), который после усиления в усилителе СВЧ (УСВЧ) направляют к разделительным фильтрам антенно-волноводного тракта. Для устранения искажений, вносимых отраженными волнами, в СВЧ тракте включают развязывающие ферритовые циркуляторы.

В цифровых РРС схема с модуляцией на ПЧ также находит преимущественное применение; только при низких скоростях передачи некоторые фирмы используют схемы фазовой манипуляции 2-0Ф1\/1 и 4-0ФМ непосредственно на выходной частоте. В передатчиках с модуляцией на ПЧ при смене ПЧ модул?(тора можно передавать как аналоговые, так и цифровые сигналы, а также организовывать аналого-цифровые стволы для совместной передачи аналоговой и цифровой информации. Кроме традиционных частот ПЧ в диапазоне 70 и 140 МГц, при разработке станций диапазонов свыше И ГГц промежуточную частоту повышают до 1 ГГц (например, используют 850 МГц). Модуляция на ПЧ позволяет объединять два высокоскоростных сигнала и передавать их одним передатчиком. Так, при скорости передачи В = 155 Мбит/с и использовании 64-КАМ радиосигнал занимает полосу в соответствии с (9.2) менее 35 МГц. Это дает возможность объединить на ПЧ два цифровых сигнала со скоростью В - 155 Мбит/с, сформированные на /пч = 122,5 И. 157,5 МГц соответственно, и передать их одним передатчико| Гв радиоканале шириной 80 МГц.

Наконец, модуляция на промежуточной частоте позволяет использовать унифицированные схемы модуляторов и усилителей ПЧ в раз-Личных РРС, а также снижать требования к стабильности ПЧ благодаря последующему переносу сигнала на частоту как минимум на порядок выше, чем ПЧ.

Разработку структурной схемы РРС следует начинать с выходного УСВЧ. По заданной мощности и диапазону частот выбирают тип усилительного прибора.

В последние годы в качестве усилительных приборов в усилителях СВЧ стали широко использовать транзисторы и лавинно-пролетные диоды (ЛПД). Разрабатывают также диоды Ганна (ДГ) повышенной мощности. ЛБВ, как правило, в новых разработках не используют, хотя в действующей аппаратуре при уровнях выходной мощности 5... 10 Вт в СВЧ диапазоне они еще встречаются. По сравнению с ЛБВ полупроводниковые приборы имеют большую надежность, почти на 3 поряд-

ка более низкие питающие напряжения, меньшие габариты, а транзисторы - лучшие шумовые характеристики. Усилители на СВЧ полевых транзисторов с барьером Шоттки (ПТШ) работают в диапазоне до 40 ГГц [1.23]. При относительно небольшой полосе усиления (1.. .2 ГГц) [1.23] один каскад обеспечивает коэффициент усиления мощности Кр до 5 дБ. Таким образом, в трех-, четырехкаскадном УСВЧ на ПТШ можно получить Кр > 15 дБ.

Лавинно-пролетные диоды работают в более широком диапазоне, чем ПТШ; они генерируют колебания до 80 ГГц, при этом упрощается структура передатчика. В сравнении с ПТШ ЛПД более надежны и имеют больший коэффициент усиления. Однако ЛПД из-за относительно низких шумовых характеристик не позволяет усиливать сигналы со скоростями выше 34 Мбит/с, а также сигналы с меняющейся амплитудой (16-КАМ и 64-КАМ).

В передатчике мощность, развиваемая смесителем (Рс)> связана с выходной мощностью передатчика соотношением

Рвых/Рс = ТСусвч - ЬпФ - bw,

(9.3)

где Кусъч - суммарный коэффициент усиления УСВЧ, дБ; 6пф - затухание, вносимое полосовым фильтром, составляющее 0,5... 1,0 дБ; bw - суммарное затухание, вносимое циркуляторами (порядка 0,15 дБ на один циркулятор).

Если в тракте усиления мощности использован генератор на ЛПД или ДГ, то величина Кусъч известна иэ расчета генератора. Обычно ТСусвч на этих приборах составляет 10... 15 дБ. Далее иэ (9.3) определяют мощность на выходе смесителя, выбирают схему и режим диодов. При использовании в тракте усилителей мощности на транзисторах возможны два подхода к выбору смесителя, каждый иэ которых имеет свои достоинства и недостатки. Повышение выходной мощности смесителя сокращает число каскадов усиления СВЧ радиосигнала. В этих случаях целесообразно строить смеситель на мощных варакторах по проходной схеме и выбирать режимы работы варакторов с открывающимся переходом. В таких смесителях на частотах до 10 ГГц может быть получена мощность СВЧ до 0,5 Вт, что соответствует уровню мощности передатчиков РРС малой и средней емкости. При этом не нужно ставить каскады усиления СВЧ. Однако мощные смесители требуют высокого уровня мощности гетеродина, что усложняет построение тракта гетеродина. Кроме того, мощные смесители характеризуются повышенным уровнем искажений сигнала.

Если выбирать параметрический режим работы варакторов, то качественные характеристики смесителя будут значительно лучше, но выходная мощность падает на порядок, до десятков милливатт. В этом случае в качестве маломощных смесителей можно использовать выпускаемые различными фирмами ИС узкодиапазонных СВЧ смесителей, построенных по балансной схеме. В таких И С получают выходной высококачественный сигнал на уровне единиц милливатт. В передатчиках



радиорелейных станций систем Радуга-2 и Радиус смеситель построен на малошумящем диоде Шоттки по оригинальной схеме, защищенной патентом России [9.2, 9.3]. Схема обеспечивает высокое качество сигнала, ослабление на выходе колебаний гетеродина, но уровень выходной мощности составляет доли милливатта. При выборе одного из вариантов маломощного смесителя следует вначале определить его мощность и затем по формуле (9,3) рассчитать требуемый коэффициент усиления усилителя мощности А'усвч.

Выбор смесителя позволяет приступить к разработке тракта гетеродина. Мощность гетеродина, подводимая к смесителю, Ррет - Рсм/см. Наиболее эффективна проходная схема на варакторах, где КПД достигает 30.. .50 %, КПД отражающей схемы, более широкополосной и простой в настройке, составляет 10. . .20 %. КПД балансных смесителей на коммутируемых~ СВЧ диодах менее 10 %,

Исходными величинами к построению тракта гетеродина являются: заданная мощность, требуемая стабильность частоты, допустимый уровень паразитной частотной модуляции, определяемый собственными и фоновыми шумами. Для стабилизации частоты гетеродина используют различные методы: кварцевую стабилизацию при построении гетеродина по схеме усилительно-умножительной цепочки, кварцевую стабилизацию с использованием частотной или фазовой автоподстройки частоты и параметрическую стабилизацию частоты.

Структуру гетеродина в виде усилительно-умножительной цепочки, весьма распространенную в прошлом [2.1, рис. 9.2], в новых разработках не применяют. Отметим два наиболее серьезных недостатка этого решения. При рабочей частоте станции в диапазоне 8 ГГц и частоте кварцевого автогенератора не более 125 МГц сквозной коэффициент умножения частоты составляет 32. При выходной мощности гетеродина на уровне 0,1. . .1 Вт получается громоздкая, многокаскадная, малоэффективная схема. Вторая, еще более серьезная проблема, - подавление в тракте гетеродина высокочастотных шумов, уровень которых превышает нормы при передаче в стволе сигнала телевидения или более 1000 телефонных каналов.

Схема частотной автоподстройки частоты гетеродина, использованная в станциях систем Радуга-2 и Радиус , приведена на рис. 9.2 [9.2, 9.3]. Колебания гетеродина получают в СВЧ автогенераторе, управляемом напряжением (ГУН). ГУН построен на маломощном транзисторе, его частота стабилизирована диэлектрическим резонатором (см. § 9.6), для автоподстройки частоты в контур ГУН включен варикап. Мощность гетеродина через ферритовый вентиль подают на СВЧ смеситель передатчика. Небольшую часть мощности через направленный ответвитель (НО) подают на вход схемы автоподстройки частоты (АПЧ). К этой же схеме в качестве опорного напряжения подводят колебания, получающиеся после умножения в 72 раза частоты колебаний опорного кварцевого автогенератора (ОКГ), Так как мощность опорного колебания мала (не превышает нескольких милливатт), то в схеме используют усилительно-умножительную цепочку с двумя каскадами умножения частоты. Умно-

ГУН

к СВЧ

ГУН

смесителю

схема АПЧ

АКТ

- t> -

t> -

ОКГ

Рис. 9.2

Рис. 9.3

житель на 36 выполнен на СВЧ диоде с накоплением заряда. Блок АПЧ реализован по схеме квадратурного понижающего смесителя напряжений ГУН и опорного колебания и следующего за ним детектора нулевых биений. Величина и знак напряжения на выходе детектора нулевых биений определяются уходом частоты ГУН. Активный ФНЧ подавляет высокочастотные шумы и устанавливает требуемые пределы изменения управляющего напряжения на варикапе. Смену рабочей частоты передатчика осуществляют заменой кварцевого резонатора.

Широко применяют в передатчиках структуру гетеродина в виде ГУН, охваченного кольцом импульсно-фазовой автоподстройки часто; ты (ИФАПЧ) (рис. 9,3). Основная сложность в реализации этой схемы состоит в том, что на частотах выше 2 ГГц сложно построить делители частоты на ИС. Возможно несколько решений задачи, например использовать понижающий смеситель в кольце ИФАПЧ или построить щ ГУН на частоте в раз меньше рабочей с последующим ее умножением. При полосе пропускания ФНЧ кольца ИФАПЧ порядка 20 кГц обеспечивается эффективное подавление низкочастотных шумов ГУН (в том числе фоновых) и высокочастотных шумов ОКГ, На частотах выше 6 ГГц ГУН строят на маломощных ПТШ; при необходимости увеличения мощности гетеродина ставят дополнительные усилители. Схема с ИФАПЧ позволяет осуществлять смену рабочих частот передатчика без смены кварцевого резонатора заменой делителя с постоянным коэффициентом деления на делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и выбором шага сетки синтезатора частот в соответствии с частотным разносом каналов РРС. Методика проектирования синтезаторов рассмотрена в гл. 4.

Повышение мощности СВЧ твердотельных генераторных приборов привело к созданию малогабаритных, высокоэффективных передатчиков РРС, где выходную мощность и колебания гетеродина генерируют непосредственно на СВЧ автогенераторах на ЛПД или ДГ. Примером может служить модернизированная по сравнению с ранее описанной в [9.4] отечественная станция РРС, обеспечивающая передачу цифровой [В = 34,368 Мбит/с) или аналоговой (телевидение) информации в диапазоне 11 ГГц*. Передатчик выходной мощностью 27 дБм построен на

* Разработка МГП Радиан в Санкт-Петербурге.



т

СВЧ

ссс

---- гшм

О А °

гчдбм

Рис. 9.4

Рис. 9.5

ЛПД ЗА730В; его упрощенная схема приведена на рис. 9.4*. Гетеродином служит автогенератор Г на ЛПД с параметрической стабилизацией частоты, для чего к резонатору автогенератора подключают дополнительный эталонный резонатор. Нестабильность частоты передатчика составляет 1 Ю , что достаточно при организации радиорелейных линий с 3-4 пролетами. Усилитель мощности У отражательного типа представляет собой автогенератор (АГ) на ЛПД, синхронизированный СВЧ сигналом со смесителя. Передачу сигналов служебной связи (ССС) производят путем ЧМ колебаний гетеродина, для чего ССС на поднесущей 10 МГц подают на ЛПД гетеродина.

Выходной усилитель мощности, работающий в режиме синхронизации, имеет коэффициент усиления мощности 15 дБ при полосе синхро-

ниэации 50.. .70 МГц и неравномерности АЧХ не более 0,5 дБ в полосе /о ± 15 МГц. Вообще полоса синхронизации одноконтурного АГ на ЛПД может быть рассчитана по формуле

А /0=\/с/Рв,

(9.4)

где Рвых - выходная мощность АГ; Рс - мощность синхронизирующего сигнала; к = (1...3) 10 . На практике отношение Рс/Рвых составляет 10... 15 дБ.

Серьезной задачей при разработке передатчиков РРС является снижение шумов генераторов на ЛПД. Для обеспечения допустимого уровня шума в схеме рис. 9.4 производилась оптимальная настройка генераторов по минимуму шума путем регулировки связи генератора с нагрузкой. Это позволило создать АГ на ЛПД со стабильными шумовыми характеристиками 10. . .20 пВт в ТФ канале в диапазоне температур от -40 до +50 С. Проектирование СВЧ АГ на ЛПД и ПТШ рассмотрено в § 9.6.

Как было сказано, в цифровых РРС с малой и средней скоростями передачи иногда для получения сигналов 2-ОФМ и 4-ОФМ применяют модуляцию последовательностями импульсов непосредственно СВЧ

* Уровни мощности на рис. 9.4 указаны в дБм, т.е. в децибелах по отношению к мощности в 1 мВт, чем широко пользуются при описании

Вод Мод УСВЧ

радиорелейных станций.

колебаний (рис. 9.5). Передатчик состоит иэ СВЧ генератора Г, манипулятора (Мод), подмодулятора (Под), выходного УСВЧ. В схему также входят полосовой фильтр СВЧ и циркулятор на входе антенно-фидерного устройства. Манипуляцию в зависимости от уровня мощности можно осуществлять либо на выходе схемы, либо до выходного усилителя СВЧ. Источником колебания СВЧ является стабилизированный СВЧ АГ либо, как в гетеродинных трактах рассмотренной ранее схемы, кварцевый АГ с последующим умножением частоты. Если принять, что мощность СВЧ колебаний на выходе АГ составляет 50.. .100 мВт, полосовой СВЧ фильтр вносит затухание 1...1,5 дБ, затухание циркулятора 0,2 дБ, а ослабление сигнала в СВЧ манипуляторе 4-ОФМ составляет 3 дБ, то для получения на выходе передатчика мощности 1 Вт требуется усиление сигнала на 14. ..18 дБ. Эту величину можно получить в трехкаскадном УСВЧ на ПТШ или двух усилителях на ЛПД.

Достоинство схемы с модуляцией на СВЧ - простота структуры; в ней отсутствует тракт ПЧ и смеситель СВЧ. Однако с возрастанием скорости передачи возрастают искажения сигнала в модуляционном устройстве, падает его КПД, усложняются требования к СВЧ фильтрам. Поэтому при высоких скоростях передачи схема с модуляцией на ПЧ для цифровых РРС более эффективна.

9.4. Проектирование высокоэффективных СВЧ смесителей передатчиков

Высокоэффективные СВЧ смесители передатчиков строят на варакторах большой и средней мощности. Обычно применяют балансную схему на двух диодах. Возможны волноводная и полосковая реализации смесителя. В волноводной структуре (рис. 9.6) варакторы 1 и 2 размещают посредине широкой стенки волновода 3. Их базы зажимают с помощью металлических цанг и далее через втулки 4, 5, образующие внутреннюю трубу настроечных коаксиальных контуров 6, 7, соединяют с корпусом. На эмиттеры диодов по соединительной полосковой линии 8 подают синфазно напряжения смещения Uo и промежуточной частоты Mjji. Для напряжений гетеродина и боковых частот (основного вида колебаний Ню) диоды 1 и 2 включены встречно, и эти напряжения действуют на них противофазно. Фильтр 9 является ФНЧ с полосой пропускания несколько выше верхней частоты сигнала ПЧ. При хорошей симметрии балансной схемы резко ослабляются волны основного типа четных гармоник, частоты гетеродина и комбинационных частот четных порядков, а установка в волноводе двух диодов дает возможность увеличить выходную мощность в 2 раза.

Камера, где размещены варакторы, представляет собой отрезок прямоугольного волновода стандартных размеров. Длину широкой стенки выбирают равной а = Ао/(1,15... 1,3), где Aq - длина волны в свободном пространстве. Размер узкой стенки b должен быть таким, чтобы в зазоре волновода можно было разместить оба диода. Кроме того, отношение Ь/а определяет волновое сопротивление волновода для






Вмд /г

№2 /лч>-ч

Рис. 9.6

Рис. 9.7

ВОЛНЫ основного типа Ню:

Zio = 2407г(6/а)(Ад/Ао),

(9.5)

где Ад = Aqa/I - (Ао/2а) - длина волны в волноводе. Поскольку эквивалентное сопротивление варакторов на частотах /гет и /вых должно быть согласовано с ю, то в зависимости от отношения Ь/а можно получить разную степень согласования. Этой же цели служат и специальные подстроечные коаксиальные резонаторы 6, 7.

В аппаратуре РРС используют схемы СВЧ смесителей двух типов: проходного и отражающего. Один из вариантов проходной схемы на основе волноводного тройника показан на рис. 9.7. В смесительную камеру VV5 через циркуляторы W1, W3 и волноводную секцию W2 вводят мощность гетеродина. Выходной СВЧ сигнал (/вых = /гет + /пч) выводят через циркулятор W3, волноводную секцию W4 и ПФ, пропускающий рабочую полосу частот. Для получения высокого КПД смесителя диоды 1 и 2 нужно согласовать с нагрузкой на выходной частоте, а гетеродин (генератор СВЧ) - с его нагрузкой. Вопросы согласования будут рассмотрены далее. Отметим, что для настройки смесителя используют коаксиальные шлейфы W6, W7, участок волновода W8 с подвижным короткозамыкателем, настроечные винты в секции W2. В согласованной схеме нижняя боковая полоса подавляется, и вся подводимая мощность, за вычетом неизбежных потерь, преобразуется в мощность выделяемой верхней боковой полосы.

Достоинствами смесителя проходного типа являются высокий КПД и большая выходная мощность, которая при оптимальной настройке почти в 2 раза выше, чем у схемы отражающего типа. К недостаткам схемы относятся сложность настройки, более узкая в сравнении со смесителем отражающего типа полоса преобразуемых частот, заметная чувствительность выходных параметров (мощности, КПД, частотных характеристик) к изменениям геометрических размеров волноводов при колебаниях температуры и вибрации.

В смесителях отражающего типа (рис. 9.8) мощность гетеродина подводят к варакторам через циркулятор W6 и волновод W5, а мощность выделяемой полосы распространяется в обратном направлении от

диодной секции W3 через циркуляторы W6, W7 и полосовой фильтр ПФ1. В отличие от смесителей проходного типа в этой схеме колебания двух боковых полос - верхней и нижней - проходят К полосовому фильтру ПФ1, причем при достаточной широкопо-лосности смесителя их мощности практически равны. Это позволя-

ФНЧ


Рис. 9.8

ет при смене фильтра выделять мощность либо верхней, либо нижней боковой полосы. Мощность подавляемой боковой полосы вместе с другими комбинационными частотами, а также часть мощности гетеродина, которая при возможном рассогласовании будет отражаться от диодной секции, отражаются от ПФ1 и выделяются в балластной нагрузке цирку-лятора W7. Достоинством схемы является простота согласования варакторов с волноводом, осуществляемого настройкой коаксиальных шлейфов W2 и W4 и изменением длины короткозамкнутого отрезка волновода W1. Схема достаточно широкополосна и отличается стабильностью выходных параметров. Недостаток схемы - низкий КПД из-за генерации и последующего выделения в балласте мощности неиспользуемой полосы. Мощность генерируемых комбинационных высших порядков обычно значительно меньше мощности основных частот преобразования /+ и / . При необходимости их ослабления между смесительной камерой W3 и циркулятором W6 ставят заграждающий волноводный фильтр гармоник, эффективно подавляющий все частоты, кроме /гет, /+ и / .

Схема смесителя отражающего типа на полосковых линиях (ПЛ) показана на рис. 9.9. Схема построена на основе квадратурного моста (см. рис. 3.46). Плечи W1-W4 образованы отрезками ПЛ длиной А/4, причем ПЛ плеч W1 и W3 имеют волновое сопротивление Zq., а плеч W2 и W4 - волновое сопротивление Zq I. На вход 1 подано напряжение Гетеродина, с выхода 2 снимают сигналы боковых полос. После выхода 2 следует полосовой фильтр подавления нерабочей полосы. Последовательно с варактором VD2 включен шлейф W6 длиной А/4. В результате на выходе 2 происходит компенсация волн с частотой гетеродина, отраженных от варакторов, а на выходе 1 - компенсация сигналов боковых


Рис. 9.9



полос. Отрезки полосковых линий W5 и W7 служат для трансформации сопротивлений варакторов в волновое сопротивление Zq. Конденсаторы С1 и С2 являются блокировочными по СВЧ, остальные элементы - блокировочные для ПЧ и постоянного тока. Напряжения сигнала на промежуточной частоте Wj, подают на варакторы противофазно.

Схема (рис. 9.9) составляет основу двойного балансного смесителя, позволяющего разделить на выходах сигналы верхней и нижней боковых полос и улучшить подавление колебаний гетеродина [9.5, п. 4.2.5].

Расчет смесителя включает три этапа: энергетический расчет, расчеты элементов согласования, проектирование выходного полосового фильтра.

Энергетический расчет. Состоит в определении выходной мощности Рвых, мощности гетеродина Ргет, напряжений смещения Uo и модулирующей частоты пч- Р' этом рассчитывают КПД смесителя. При условии /пч С fie-cVc ~ РъыхЦРге-с + Рпч) ~ Ръых/Ртет. Энергетический расчет производят для одно-Го диода, а затем рассчитанные мощности удваивают.

В основу расчета схем рис. 9.7-9.9 положены следующие допущения. В проходной схеме через каждый варактор протекают три тока: г'гет, iyiH = г+, а в схеме отражающего типа четыре: г'гет, пЧ Н и В результате на каждом варак-торе заряд изменяется по квазипериодическому закону. В схеме проходного типа

<3см(0 = Qo + ЯпЧ С05Шпч< + <Эгет COs(a)reT< + гет) + Q+ COs[(wreT + <пч) + +Ь

а Б схеме отражающего типа

Qco(0 = Qo+ ЯпЧ COSWjjt -f Q i COs(wreit + гет)-Ь +Q+ COs[(u reT -f пч) + + COs[(areT ~ пч) +

В расчетах используют нормированные величины амплитуд заряда, отнесенные к полному размаху колебаний заряда на диоде 2(<5тах - Qo), например q(t) =

= (3( )/[2(Qmax - Qo)]. Чтет = QreT/[(2(Qmix - Qо)] и тд. ВеЛИЧИНа Qmax СООТВеТ-

ствует максимальному обратному напряжению на варакторе f/max.

Важным моментом в расчете является выбор режима работы варакторных диодов. Используемые в смесителях варакторы относятся к классу диодов с резким переходом. Для них связь между мгновенным зарядом и обратным напряжением ii(t) на переходе достаточно точно описывается соотношением

[E+u(t)]/(Um.x + E,) = q(t),

(9.6)

где Е, - контактная разность потенциалов. Различают два режима работы смесительных диодов. В параметрическом режиме диод работает с запертым переходом, и связь между напряжением на нем и зарядом устанавливается соотношением (9.6). При этом мгновенное обратное напряжение на диоде может меняться от (Omin = -E,f до u(t)max = f/max, а заряД - соответственно от нуля до Qmax. В режиме с открывающимся переходом, когда напряжение u{t) становится равным -Е,р, переход открывается, и его можно представить в виде большой диффузионной емкости. На открытом диоде напряжение и^-гк ~ iJ<, а заряд q{t) отрицателен. В те моменты времени, когда диод заперт, его вольт-куЛоновская характеристика описывается соотношением (9.6). При работе в параметрическом режиме получается более чистый спектр выходных колебаний, но варакторы отдают мощность в несколько раз меньшую, чем в режиме с открывающимся переходом, когда с наиболее мощных диодов можно снять мощность порядка долей ватта. Поэтому при проектировании смесителя целесообразно вначале выбрать параметрический режим. Если мощность, отдаваемая варакторами в этом режиме, окажется меньше заданной, то следует перейти к режиму с открывающимся переходом.

Тип

/пред, ГГц,

Ццоп обр.

диода

не менее

нГн

В

2А613А

4. ..8

0,85

2А613Б

3...5

0,85

2А608А

2,5...3,5

0,45

2А609А

1,1...1,8

0,25

2А609Б

0,8...1,3

0,25

2А636А

1,2...2,2

0.25

2А636Б

0,7...1,5

0,25

ЗА603А

GaAs

0,5...1,5

0,35

ЗА603Б

GaAs

0,5...1,2

0,35

ЗА603В

GaAs

0,5...1,2

0,35

0,16

ЗА603Г

GaAs

0,5...1,2

0,35

0,25

ЗА607А

GaAs

0,8...1,9

0,35

ЗА614А

GaAs

0,4...0,7

0,22

ЗА616А

GaAs

0,6...1,2

0,75

Проектирование смесителя начинают с выбора варактора. Параметры диодов, используемых в смесителях, приведены в табл. 9.2 [9.6].

Этим параметрам соответствует эквивалентная схема рис. 9.10. В табл. 9.2 и на рис. 9.10: Со - суммарная емкость диода при обратном смещении Ео = Ь В, Сдо = Со - Скор - емкость перехода при обратном смеи1ении Ео = б В; предельная частота /пред = = (2кСоГз)~; rs - сопротивление потерь диода; {/доп - допустимое обратное напряжение на переходе; Рдоп - допустимая мощность, рассеиваемая на диоде.

Выбор варактора производят по предельной частоте /вых < < /пр/(7 - 10) и емкости Сдо. КПД смесителя будет тем выше, чем меньше отношение /вых пред, а выходная мощность тем больше, чем больше Сдо и обратное Ujon- После выбора варактора производят расчет его параметров. Определяют сопротивление потерь

Ts = 1/2/предСдо.

Минимальная емкость перехода Cmin при максимальном обратном напряжении гУтах < Цдоп


Рис. 9.10

Cmin = Сдо л/{Ео + E)/(Umi + Е,)

(9.7)

и предельная частота при максимальном обратном смещении / ар = /предСдо/С^ш. Для кремниевых варакторов Е, = 0,7 В, для арсенид-галлиевых Е, = 1,2 В.

Энергетические характеристики смесителя зависят от параметра, характеризующего потери в диоде: /j, = ШъъгхСщшГз - /вых/Лар. При этом нормированные амплитуды заряда двых, 9гет, 9пЧ Р' 1<оторых достигают максимума выходной мощности Рвых, отличаются от значений Зьх, дгет, 9пЧ соответствующих максимальному КПД. Поэтому за оптимальный принимают режим, когда достигает максимума произведение Рвых -Vc Вначале целесообразно выполнить расчет для параметрического режима варакторов. Если окажется, что мощность, которую могут отдать диоды в параметрическом режиме, недостаточна, то следует перейти к режиму с открывающимся переходом. Все расчеты ведут для одного варактора. Для схем рис. 9.7-9.9, построенных на двух варакторах, все найденные величины мощностей следует удвоить.

Расчет параметрического режима диода. При работе диода в параметрическом режиме оптимальное значение 94 ~ 0,30. Для смесителя проходного типа Згет, 9ц. и КПД определяются соотношениями

9гвт = (0,5 - 9пч)/(1 + у)

(9.8)



4 = yqier:

Пс Р.ых/Ргет = (впч - 2мЗ/)/(дпЧ + 2/1/),

где 1/ = q ,/qteт = 2м(л/1 + 9пч/* ~ 1)/9пЧ-Для отражающей схемы смесителя

дгет = (0,5 - Ял)/л/1 + : 9вых = 1/?гет;

Яс И Р ых/Р т = (Зпч - 2М1/)/(29пЧ + 2м/1/),

(9.9) (9.10)

(9.11) (9.12) (9.13)

где у = 0,5м(л/(9пч/) + 1 - 1)/9пч-6ы}{одная мощность

2M9Lx)- (9.14)

Для проходной схемы вместо 9вых надо подставить qj.

Если выходная мощность Рвых оказалась больше заданной, надо уменьшить размах напряжения на диоде (величину J7mix) и повторить расчет Если Р.ых недостаточна, то следует перейти к режиму диода с открывающимся переходом. Определим мощность, рассеиваемую на варакторе. В смесителе проходного типа

Рвар = Рвых(1 - ;с)/ )с. В смесителе отражающего типа

Рвар = Рвых(1 - 2г)с)12г)с.

(9.15)

(9.16)

Если Рвар > Рдоп (табл. 9.2), то необходимо снизить Рвых либо поменять тип варактора. Мощность гетеродина

Для расчета согласующих цепей и модулирующего напряжения иа диоде надо, определить эквивалентные комплексные сопротивления, которые представляют собой емкость варактора для токов частот /вых, /гет и /пч-

Для проходной схемы смесителя при работе диодов в параметрическом режиме

2(А'гетСп11п9гет 2и;гет Cmin

ьых - Гвых -f зГвых -

Zhh = пч + ПЧ =

2и'выхСп11п9 2и'выхСп1111

9гет9, . 1

2c*jjtjCniin9n4

2WJJ4 -min

(9.17) (9.18)

(9.19)

Выражения (9.17)-(9.19) приближенно справедливы и для отражающей схемы, за исключением того, что г^ можно считать равным нулю, Тгет следует удвоить, а 9 заменить на Звых-

Обратим внимание на то, что гцых < 0. Это означает, что диод является генератором выходного сигнала и потребляет энергию от гетеродина и источника ПЧ. Напряжение модулирующего сигнала иа диоде

tn4 = n4min(tmax + £<)9пЧУ пЧ +ПЧ-

(9.20)

Величина f/пч является исходным параметром при проектировании выходного каскада усиления промежуточной частоты. Смеситель представляет собой для выходного усилителя ПЧ нагрузку сопротивлением .сПЧ = .пч/2 для схем рис. 9.7 и 9.8 и .сПЧ = 2204 Яля схемы рис. 9.9. Обратное смещение на диодах С/о = -(fmax + Е^){0,25 + q + q + fcg) + В,, где fc = 1 для проходной cxeMbi; fc = 2 для отражающей схемы.

К

0,75

-0.05

-0,01-

0.25

к:х


0,05 0,1 0,15 02 ft Рис. 9.11

0.05 0,1 т 0,2 /и

Рис. 9.12


0,8 0.6 0.7* 0,1

0,05 0,1 0,15 0,1 14 Рис. 9.14


- 0.1

0,05

0.1 0,15 Рис. 9.13

Расчет диода в режиме с открывающимся переходом. При выборе режима с открывающимся переходом расчет смесителя проводят с помощью ЭВМ. Решение задачи оптимизации энергетических характеристик смесителя на ЭВМ позволило получить набор нормиро- ванных кривых, на основе которых можно рассчитать параметры схемы [9.7]. Результаты расчета представлены на рис. 9.11-9.15 в виде семейств графиков нормированных параметров оптимальных режимов в функции от параметра потерь ti.

На рис. 9.11 приведены графики нормированных мощностей и КПД смесителя проходного типа, а на рис. 9.12 - Рис. 9.15 смесителя отражающего типа. Переход к абсолютным значениям мощностей производим по формуле

Pj = P-jCmin{Uma.x-¥ E,ff. \ (9.21)

При расчете вначале определяем предельную выходную мощность при Umax = Цдоп, рассчитываем Cmin согласно (9.7), величину и предельное значение Рвых. Если эта величина больше заданной, то следует уменьшить Рвых и повторить расчет Необходимо по (9.15) или (9.16) проверить выбранный режим по мощности, рассеиваемой на варакторе.

Далее определяем эквивалентные сопротивления диода по нормированным кривым, приведенным на рис. 9.13 для проходной схемы и на рис. 9.14 для отражающей схемы. Переход от нормированных значений импедансов (активного и емкостного

О 0,05 0.1 0,15 0,г Ц25



сопротивлений) к абсолютным производим по формуле

Zj = Tj - \xj = {tj - ir;)/(2u;jCmi ).

(9.22)

В отражающей схеме = 0, rjq = О, и эти графики на рис. 9.12, 9.14 отсутствуют.

На рис. 9.15 приведены графики нормированного смещения [/ , подаваемого на варакторы. Абсолютное смещение

(9.23)

Если по расчету получается Uo > О, т.е. варактор оказывается смещенным в положительную сторону (открытым), ТО практически можно считать смещение равным нулю. Для определения амплитуды напряжения промежуточной частоты используют кривые gjjq(;i) (рис. 9.15). Абсолютное значение напряжения ПЧ рассчитываем по (9.20).

Проектирование цепей согласования варакторов в диодной секции волновода является сложной электродинамической задачей, поэтому ее решают в значительной мере экспериментально. В проходной схеме смесителя (см. рис. 9.7) в качестве элементов согласования используют коаксиальные шлейфы W6 и W7 и короткоза- мкнутый отрезок волновода W8. Настройку смесителя целесообразно начинать с согласования с нагрузкой. При этом сопротивление, вносимое со стороны нагрузки последовательно с отрицательным сопротивлением -Кэквых, ДЛЯ каждого диода должно быть равно Кэк вых . Настройку диодной камеры ведут по максимуму выходной мощности изменением длин коаксиальных шлейфов W6 и W7 и перемещением замыкателя волновода W8. Следующим этапом настройки является согласование смесителя с гетеродином. Настройку производят с помощью винтов в волноводной секции W2 по минимуму отраженной мощности гетеродина в балластной нагрузке циркулятора W1. При этом меняется режим работы варакторов, что требует контроля уровня выходной мощности и подстройки элементов согласования с нагрузкой.

В отражающей схеме рис. 9.8 элементом согласования кроме коаксиальных шлейфов W3 и W4 служит короткозамкнугый отрезок волновода W1, при изменении длины которого меняется реактивное сопротивление в сечении, где включены варакторы. Волновое сопротивление коаксиальных шлейфов выбирают равным 50... 120 Ом, длину - несколько больше Адвых/2. Внутренний цилиндр шлейфа образован втулкой, являющейся продолжением втулки крепления диода (см. рис. 9.6).

В смесителе на ПЛ (см. рис. 9.9) согласующие шлейфы W5 и W7 можно выполнить различным образом. Один из вариантов состоит в том, что каждый варактор подсоединяют к блокирующему конденсатору (СЗ или С4), который на СВЧ имеет сопротивление порядка единиц ом, через отрезок ПЛ, компенсирующий эквивалентное реактивное сопротивление варактора 1жэкв = 11,Д -Ь вых. Тогда шлейфы W5 и W7 представляют собой четвертьволновые отрезки ПЛ с волновым сопротивлением шл = л/2оТт,ых-

Полосовые фильтры СВЧ на выходе смесителя строят на отрезках ПЛ или на цепочках связанных резонаторов с дифракционной связью между резонаторами через отверстия в поперечных сплошных диафрагмах в волноводе. Расчет таких фильтров выполняют по [3.2]. В последние годы также стали применять полосовые фильтры с резонаторами, заполненными диэлектриками, а на частотах до 1.. .2 ГГц фильтры На поверхностно-акустических волнах.

9.5. Проектирование модуляторов передатчиков РРС

Частотная модуляция на /пч = 70; 140 МГц при передаче многоканального ТФ сигнала или ТВ сигнала с девиацией частоты до 5 МГц требует перестройки частоты ЧМАГ в пределах, которые трудно реализовать на варикапах с резким переходом. Здесь имеют преимущество


Рис. 9.16

ДИОДЫ со сверхреэким переходом, когда п > 2. Приборы с такими переходами желательно включать с максимальным коэффициентом управления Ру. Расчет ЧМАГ выполняют по методике, приведенной в § 8.3.

Манипуляторы цифровых сигналов являются частью модемов. Модем представляет собой единый конструктивный блок, где при передаче информационный цифровой сигнал (ЦИС) преобразуют в модулированный на ПЧ радиосигнал, а при приеме выполняют обратное преобразование. Сигналы двухпоэиционной и четырехпоэиционной частотной манипуляции формируют в ЧМАГе, сигнал 2-ОФМ - в балансном смесителе. Многопоэиционные сигналы 4-ОФМ, 8-ОФМ, 16-КАМ, 64-КАМ получают в схеме, в основу которой положена схема квадратурного балансного смесителя (рис, 9.16)*. Все этапы обработки ЦИС: разделение в преобразователе кода ПК на две последовательности, формирование двух модулирующих напряжений S[ \л Sq \л их низкочастотную фильтрацию - выполняют в цифровом виде в процессорном блоке. Сформированные модулирующие сигналы и преобразуют в ЦАП в аналоговую форму и подают на два сигнальных входа квадратурного балансного смесителя. Балансные модуляторы БМ1 и БМ2 вместе с сумматором размещают в одной БИС. Выходной полосовой фильтр, выделяющий рабочую полосу частот, строят в зависимости от рабочего диапазона на LC-элементах либо на отрезках ПЛ или используют ПФ на ПАВ. Выходной усилитель ПЧ обеспечивает требуемый уровень сигнала.

При создании приемопередающих устройств РРС используют выпускаемые различными фирмами модемы. Как пример приведем параметры модема МД-34 фирмы Радиан , г Санкт-Петербург:

Скорость цифрового потока............................ 34,368 Мбит/с

Модуляция............................................. 4-ОФМ

Полоса частот на уровне -30 дБ....................... 70±14 МГц

Выходной уровень сигнала на Я = 75 Ом............... -500 ± 50 мВ (эфф)

Уровень сигнала ПЧ на входе модема (при приеме)..... 50.. .500 мВ (эфф)

Потребляемая мощность..................:............. Не более 12 Вт

Масса.................................................. Не более 2,5 кг

* Некоторые варианты схем формирования многопозиционных сигналов рассмотрены в [1.34, гл. 4].



спи

2i vm

2R2

ЧН

~цис

Другая типичная схема СВЧ манипулятора 4-ОФМ - схема отражающего типа с коммутируемыми pin-диодами (рис. 9.17). Основу схемы составляют два шлейфа на ПЛ, подключенные к циркуляторам W1 и W2. Волна СВЧ из циркулятора W1 попадает в шлейф W3, где отражается от pin-диода VD1. Аналогично в шлейфе W5 волна отражается от pin-диода VD2. Диоды коммутируются цифровыми управляющими сигналами, формируемыми преобразователем кода ПК. В зависимостим от поданного на pin-диод напряжения он находится либо в открытом состоянии с низким сопротивлением либо в закрытом с высоким сопротивлением Д . В результате меняется фаза отраженной от диода волны. Первый шлейф изменяет фазу на ip, второй - на /2, для чего используют Рис. 9.17 дополнительный отрезок ПЛ W7. Линии

W3 и W5 идентичны, их волновое сопротивление определяется конструкцией циркуляторов. Остальные элементы схемы: ПЛ W4 и W6 с волновым сопротивлением Z, конденсаторы С1-С4, индуктивности L1 и L2, резисторы R1 и R2 являются согласующими. Расчет манипулятора приведен в [2.1, 9.5].

9.6. Проектирование генераторов на полевых транзисторах и ЛПД

Проблема упрощения тракта гетеродина - отказ от многокаскадных усилительно-умножительных цепочек (см. рис. 9.2) - всегда была актуальной. В верхней части СВЧ диапазона (/ > 10 ГГц) для генерации СВЧ колебаний широко используют генераторы на ЛПД и диодах Ганна. На частотах ниже 20 ГГц в последние годы стали применять АГ на полевых СВЧ транзисторах (ПТШ), стабилизированные диэлектрическими резонаторами (ДР) [9.5, 9.8]. С таких АГ снимают мощность в десятки милливатт, а их температурная нестабильность составляет (1 .. .5)-10~®/1 °С. Диэлектрический резонатор представляет собой пластину из СВЧ керамики с ярко выраженными резонансными свойствами. В схеме АГ ДР используют как стабилизирующий частоту элемент.

На рис. 9.18 приведена схема АГ, где ДР включен в цепь обратной связи (ОС) [9.9]. Схема является АГ с запаздыванием; цепь положительной ОС между выходом ПТ (стоком) и его входом (затвором) выполнена в виде отрезков ПЛ, связь между которыми обеспечивает ДР.

Расчет АГ состоит из расчета режима ПТШ и разработки топологии цепи ОС. Электрический расчет режима ПТШ выполняют в соответствии с методикой, изложенной в § 2.5. ПТШ работает в режиме боль-


Рис. 9.18

Рис. 9.19

шого сигнала с отсечкой тока. Автоматическое смещение на затворе получают за счет падения напряжения постоянной составляющей тока затвора 7зо на резисторе R1. В результате расчета режима ПТШ определяют его коэффициент усиления мощности Кр и фазовый сдвиг (запаздывание) выходной волны напряжения относительно напряжения падающей волны на входе ПТШ при выбранных волновых сопротивлениях ПЛ.

При разработке топологии цепи ОС необходимо исходить из обеспечения условий баланса фаз и амплитуд в АГ. Для схемы рис. 9.18 условие баланса фаз

у^П^Р -(- ndi -f mi2 -f др - 27ГП,

(9.24)

где у>др - фазовый сдвиг в ДР; miy и mi электрические длины соответствующих ПЛ. Величина у)др зависит от расстройки частоты АГ Д/ относительно резонансной частоты ДР /др: др = arctg(2Д/Q дp). В правильно построенном АГ Д/ = др = 0. Настройка АГ достигается смещением ДР вдоль ПЛ. Применяя как наиболее целесообразную симметричную топологию цепи ОС (m£i = mi-i) и полагая др = О, из (9.24) определяем mt\. Расчет ПЛ производим согласно рекомендациям § 3.11.

Условие баланса амплитуд в АГ: Кр (дБ) - с?ос (дБ) = О, где dc - потери в цепи ОС. Фактически по известному Кр следует подобрать . связь между ПЛ, обеспечивающую требуемый коэффициент передачи в цепи ОС. Затухание в цепи ОС определяется потерями в ДР, ПЛ и мощностью, передаваемой в нагрузку. Для обеспечения высокой стабильности частоты АГ потери в нагрузке не должны превышать 20. ..50 % от потерь в ДР. Потери в ПЛ можно принять равными 1 дБ. Тогда др (дБ) = (дБ) - с^нагр - dnn- Затухание в ДР зависит от его связи с ПЛ (зазора £3), и в процессе настройки АГ подбирают экспериментально. На практике dщ, составляет 2. ..6 дБ.

В передатчиках РРС генераторы на ЛПД используют в качестве задающих генераторов (гетеродинов) и выходных УСВЧ. Применяют нормальный пролетный режим ЛПД (или режим IMPATT), который хотя имеет более низкий КПД, чем аномальный режим работы (ТРАРАТТ), но обеспечивает лучшие шумовые характеристики и значительно более высокие частоты генерации. Параметры ЛПД приведены в [9.4, 9.10]. Гетеродин на ЛПД представляет собой АГ с параметрической или внешней стабилизацией частоты. Упрощенный вид волноводной конструкции АГ на ЛПД показан на рис. 9.19. Лавинно-пролетный диод 1 с помощью штыря-держателя 3 помещен в отрезок прямоугольного волновода. Часть волновода 4 длиной /4 с короткозамыка-ющим подвижным поршнем на конце служит для настройки колебательной системы.



/нэк


Рис. 9.20

Для согласования ЛПД с внешними цепями используют диск 2 или широкую втулку, которые образуют с нижней стенкой волноводной камеры радиальный резонатор длиной около Л/4. Связь с нагрузкой осуществляют через щелевую диафрагму и трансформирующий отрезок волновода 5. Напряжение питания подают по коаксиальной линии 6, где размещен ФНЧ.

При анализе конструкции следует учитывать, что каждый элемент несет несколько функциональных нагрузок из-за сложного характера взаимодействующих полей. Например, диск 2 не только является согласующим элементом, но и обеспечивает поддержание достаточного напряжения на диоде во время формирования тока лавины, а' также уменьшает эквивалентное сопротивление нагрузки диода на частотах в десятки и сотни мегагерц, Препятствуя возникновению паразитных колебаний в цепях блокировки на этих частотах.

Принципы действия ЛПД и АГ на их основе изложены в [9.10]. Упрощенная эквивалентная схема АГ показана на рис. 9.20. Элементы, обведенные непрерывной линией, образуют эквивалентную схему диода: емкость слоя умножения Cs, зависящая от тока диода; лавинная индуктивность Ьл; емкость пролетного пространства Су эквивалентный генератор тока h; сопротивление потерь тела диода г^; индуктивность корпуса диода Ьд, емкость корпуса Скор. Остальные элементы схемы создаются внешними цепями (см. рис. 9.19): /р.л - радиальная линия, образованная диском 2; LuL - индуктивность штыря* 3; С4, L4, 7*4, rs, - эквивалентные параметры участков волновода 4 и 5. При расчете схемы элементы внешних цепей, а также индуктивность Ьд и емкость Скор диода пересчитывают в эквивалентную последовательную цепочку Гн.эк, п.эк, 2;эк, где Гн.эк - вносимое сопротивление нагрузки; п.эк - эквивалентное сопротивление потерь; Хэк - сопротивление эквивалентной реактивности внешней цепи (рис. 9.20). Получающаяся схема АГ сводится к схеме емкостной трехточки. Самовозбуждение происходит на частоте выше лавинной частоты = 1/\/СлС7, а реактивность внешней цепи Хэк имеет индуктивный характер.

Энергетический расчет режима ЛПД выполняем на основе методики, приведенной в [9.10]. Исходными для расчета являются паспортные данные диода: обратное напряжение пробоя f/no; постоянный ток диода /о; диапазон рабочих частот, емко-

Cw, Cy.

индуктивность Ьд, сопротивление т. ширина запорного

сти диода Cf,

слоя = -1- /то, где Is - ширина слоя умножения; li - ширина участка дрейфа (пролетного пространства). Ток эквивалентного генератора связан с постоянным током через диод /о соотношением

/гв = /гв + i/гм = [-Х. - ix l7(Ai)/o. (9.25)

Коэффициенты X и хм являются функциями угла пролета на участке дрейфа:

Хъ = {\ - cosujtw)l<tw\ Хм = (51па/<то)/а/<, ,

гдеши, = iw/vB.c; нас - скорость насыщения носителей; 7(5) = 2Л(Л^)/Jo(A) - коэффициент формы тока лавины; J\{Ag), Jo{Ai) - модифицированные функции Бесселя; аргумент = {2а'/uits)Us; wts = wi/fnac: Ug - амплитуда ВЧ

* Для расчета индуктивности Еш можно использовать соотношения, приведенные в Справочнике по волноводам под ред. Я.Н. Фельда. (М.: Сов. радио, 1952. - Гл. V. - С. 296).

напряжения на слое умножения; а' - коэффициент (размерность 1/В), отображающий зависимость функции умножения числа носителей от амплитуды ВЧ поля. Электронный КПД диода

Пэ = Рт/Ро = 0,5l/ ,/ /l/ o/o.

(9.26)

Для оценки эффективности можно принять uitw = 1,8...2,5; ujtg =: 0,6...0,8; Uf = (0,15 .. .0,2)(/по; а' = 0,1...0,2. Как правило; Ag 6, а амплитуда ВЧ напряжения на участке дрейфа Uw < 0,5(/по.

При расчете КПД генератора следует учесть потери в теле диода rj и в колебательной системе Гд.эк- Практически КПД внешних цепей из-за сильного влияния Гз оказывается порядка 0,5. В результате Рвых и 0,5Ро?э.

Колебательная система АГ должна обеспечить выполнение условий самовозбуждения. Частота генерации

г й; u;o[1 -i- (хм -- C /C )/(2Q Xb)],

(9.27)

где Шо - собственная частота эквивалентного контура в отсутствие тока в диоде; <Эн - нагруженная добротность колебательной системы (обычно <Эн = 150...300).

Реактивное сопротивление ссэк на частоте o/q определяют из соотношения агэк = 1/(а/оСи;) -- l/{oCi).

Вносимое сопротивление нагрузки рассчитывают по формуле

шСу,{1-ш1/ш^)-

(9.28)

где приведенная лавинная частота = y/bj~f(Ai)Io/UeCf-, Гп.эк = (0,1.. .0,15)гн.эк.

Далее в соответствии с конструкцией генератора (см. рис. 9.19) проводим расчет внешних колебательных цепей. Для расчета сопротивления участка волновода заменяем его последовательной цепочкой L4, С4, Г4 (рис. 9.20). При возбуждении в волноводе колебаний основного типа Ню! на резонансной частоте Ха = Хц = = Z4 = 1184(Ь/а)(Лд/Ло), где а и Ь - размеры волновода.

Для стабилизации частоть! АГ на ЛПД применяют системы АПЧ или внешние высокодобротные резонаторы, связанные с волноводной секцией, где установлен ЛПД (см. рис. 9.4). Эталонные резонаторы, изготовленные из суперинвара, имеют добротность до 20 000. Коэффициент стабилизации частоты зависит от отношения добротностей резонаторов - эталонного и нагруженного волноводной секцией и от связи между резонаторами. Как показывают эксперименты, при отношении добротностей 50.. .100 долговременная нестабильность частоты уменьшается в 10.. .20 раз и составляет ±1 10- в диапазоне температур ±50 °С, а уровень частотного шума, определяющий кратковременную нестабильность частоты, снижается на 15...20 дБ [9.10].

9.7. Разработка трактов усиления СВЧ (УВЧ) и ПЧ

В § 9.3 были частично рассмотрены вопросы разработки структуры тракта усиления радиосигнала на выходной частоте, приведены соображения по построению многокаскадных усилителей на СВЧ транзисторах. Уровень выходной мощности усилителя зависит от характера трассы, числа передаваемых ТФ каналов (скорости передачи в цифровых РРС) и рабочей частоты. Мощность передатчика магистральной РРС может составлять единицы ватт; для малоканальных станций она меняется от 23 дБм в диапазоне 15 ГГц до 15 дБм в диапазоне 38 ГГц. Во многих передатчиках предусмотрена регулировка его, выходной мощности. Для этого используют аттенюаторы на pin-диодах.



1 ... 27 28 29 30 31 32 33
Яндекс.Метрика