Главная » Книги и журналы

1 ... 26 27 28 29 30 31 32 33

Напряжение на контурном конденсаторе (СЗ) С/сздоп = С^/вдоп + +С/с2доп = 7 + 8,8 = 15,8 В.

Напряжение на контурной индуктивности С/доп = С^сздоп/(1 - -Рк) = 15,8/(1 - 0,2) = 20 В.

Напряжение на емкостном делителе (С/кэ): С^кэсх = Ркиьяоп = = 0,2 20 = 4,0 В < f/кэдоп.

Контурный ток 7ксх = Ulrou/Zc = 20/100 = 0,20 А. Исходные данные к расчету режима АГ. Примем добротность нагруженного контура автогенератора = 50. Это обеспечит слабое влияние изменений нагрузки АГ на его режим.. Эквивалентное сопротивление 7?э контура АГ равно = ZcQh = 100 50 = 5 кОм. Сопротивление нагрузки в цепи коллектор - эмиттер Rk = Рк-- Откуда следует Тгк = (0,2) 5 10 = 200 Ом.

Максимально допустимая мощность АГ составляет Р^хт UI,J2R = 4 4/(2 200) 40 мВт.

Найденные выше значения Р~аг, и выбранный угол отсечки 9 коллекторного тока АГ в стационарном режиме являются исходными данными к его расчету. Прибор выбирают по допустимой постоянной составляющей коллекторного тока 2Р.аг/С^кэсх51() кодоп 4P~Ar/fK3cx5i()- В нашем примере при угле 9 = 70°, когда f{9) = = 1,73, ток 7кодоп 20 мА. Прибор должен удовлетворять условию С^кэдоп fKscx- Допустимо принять £к = f/кэсх и рассчитать АГ по заданным напряжению ik, мощности Р,аг и углу отсечки 9.

Сопутствующая ЛМсоставит Мам = A/pacnQn/QBT = 4-0,014х Х50/300 = 0,009 (около 1 %). Это больше допуска. Необходимо включить в структуру модулятора ограничитель амплитуды. Расчет модулятора закончен.

Средства улучшения параметров модуляторов. Простейшее проектное решение модулятора - ЧМАГ. На рис. 8.10 он показан во взаимодействии с внешними по отношению к нему устройствами - усилителями модулирующих (1) и модулированных (3) колебаний. Данное решение редко удовлетворяет всем требованиям технического задания. Тогда в состав модулятора (МЧ) вводят функциональные элементы, улучшающие его параметры. Вопросы стабилизации средней частоты, в частности, обсуждались выше.

Методы линеаризации модуляционных характеристик разнообразны. Они включают применение предкорректора в тракте модулирующей частоты (рис. 8.И,а), корректора в радиочастотном тракте (рис. 8.11,6). Амплитудная характеристика предкорректора подбирается такой, чтобы

по возможности скомпенсировать нели-f FiE нейность статической модуляционной

характеристики ЧМАГ. На радиоча-[> -(ЩХ- О 1-> стоте должным образом корректируют / 2 3 фазовую характеристику тракта усиле-

ния ЧМ сигнала или усложняют коле-Рис. 8.10 бательную систему автогенератора.

ntn

/ - >

Рис. 8.11

Радикальным средством снижения величины нелинейных искаже-. НИИ с невысоким их начальным уровнем яьляегся введение отрицательной обратной связи по огибающей. Структурная схема модулятора с цепью обратной связи дана на рис. 8.11.,е. Уровень паразитной AM эффективно снижают ограничителем амплитуды (рис. 8.11,г). Приведенные выше сведения необходимы для оптимизации структуры модулятора. Усложнение структуры оправдано лишь в том случае, когда параметрическая оптимизация ЧМАГ не дает желаемого результата.

8.4. Цифровые частотные модуляторы

Цифровыми здесь названы модуляторы, в которых методами цифровой обработки сигналов создают аналоговое ЧМ колебание, управляемое аналоговым же модулирующим сигналом. Такие модуляторы имеют существенно лучшие параметры по сравнению с ЧМАГ на варикапах.

Для цифровых модуляторов характерны:

Малый уровень нелинейных искажений;

высокая стабильность средней частоты модулированного, колебания и ее независимость от уровня модулирующего сигнала;

высокая временная стабильность параметров модулятора.

Уровень искажений ЧМ сигнала определяет выбор тактовой частоты и числа уровней квантования. Современная микросхемотехника позволяет принять эти параметры такими, что нормы на качественные показатели ЧМ сигнала обеспечиваются с хорошим запасом.

Стабильность средней частоты определяет источник опорных колебаний. Его нестабильность легко сделать на два порядка ниже допустимой по стандарту. Временная стабильность параметров цифровых



ПЗУ

т

т

ФНЧ

Рис. 8.12

устройств задается требованиями к их источникам питания. Последние работают с небольшими напряжениями и мощностями, что облегчает их стабилизацию. Ограниченность быстродействия цифровых 1/IC приводит пока к снижению средней частоты формируемого ЧМ колебания до частот, не превышающих 10 МГц. Перенос сигнала на частоту излучения осуществляют традиционно - с помощью повышающих преобразователей частоты. Последнее ужесточает требования к уровням шумов в канале и внеполосных колебаний.

Цифровой формирователь ЧМ сигнала строят на основе синтезатора гармонических колебаний с накоплением фазы [1.45, гл. 6]. Рассмотрим кратко работу такого устройства и его структуру (рис. 8.12). Гармоническое колебание получают на выходе ФНЧ, который выделяет его из ступенчатой функции. Последняя поступает на вход фильтра с выхода цифроаналогового преобразователя (ЦАП). Уровни ступенчатой функции заданы мгновенными значениями синтезируемого гармонического колебания в моменты выборки отсчетов. Для этого в каждый момент выборки (на каждом такте) управляющее устройство устанавливает адрес выборки на постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ), где записаны все отсчеты в виде двоичных чисел. По этому адресу происходит считывание отсчета из ПЗУ и передача его на вход ЦАП. В состав синтезатора входит также генератор тактовых импульсов (ГТ1/1), синхронизирующий работу всех цифровых элементов схемы.

Шаг дискретизации гармонического колебания задан выбранным числом отсчетов на один его период. В примере (рис. 8.13) на период



тна-пор щ

гтн

Рис. 8.14

приходится 16 отсчетов. Считают, что для восстановления гармонического колебания с точностью до амплитуды необходимо сохранить на периоде не меньше четырех отсчетов. Отношение периода То к тактовому интервалу между двумя соседними выборками Д^. = 1 т, где - тактовая частота, определяет требуемое число отсчетов Л^о синусоиды на периоде То. Таким образом. То = А'о(Д<т). а /о = ft/No- На выбранном интервале То и соо?-ветствующем ему числе отсчетов Л^о можно в нашем примере при Л^о = 16 сформировать три колебания более высоких, чем /о, частот. Периоды этих колебаний Тт = То/т, где т = 1.. .3 - числа натурального ряда, а частоты fm - mfo = m/т/Л^о- Минимальная частота синтезатора /min задает шаг сетки /<; = /т = /т/А^о- Максимальное значение т^ах удовлетворяет условию гпщах Еп1(А^о/4), где Ent означает целую часть числа, так что оптимальная частота синтезатора /юах /т/4. В общем случае - mfc, где 1 m < гптах.

Обратимся к структуре модулятора (рис. 8.14). Теперь мгновенное значение выходной частоты синтезатора определяет уровень модулирующего сигнала на входе АЦП, а время его генерации - тактовый интервал Д^зв- Последний отделяет два соседних отсчета звукового сигнала. В рассматриваемой структуре адрес выборки с ПЗУ генерируют с помощью двух инкриминаторов (приписывателей). Один дает постоянную составляющую адреса (то). Она соответствует генерации средней частоты /мт в режиме молчания. Другой указывает переменную часть (Дт) адреса. Эта часть задана числами, поступающими с выхода АЦП. Формирователь адреса с помощью инкриминаторов создает число, указывающее порядковый номер (адрес) выборки из массива чисел в памяти ПЗУ. Адрес следующей выборки определяют по правилу:

Пг+1 = щ+т, если Wj+i < Л^о. i+i = i+rn-No, если n.+i > Л^о-

На рис. 8.13 в скобках указаны шесть первых ординат частоты 3/с. В адресном регистре формирователя на интервале Д/зв при фиксированном значении инкриминатора генерируют последовательность адресов, передаваемых в ПЗУ по одному на каждом такте частоты /т. На схеме это отражено цепью обратной связи с выхода формирователя адреса на его вход. Значения инкриминаторов задают отсчеты звукового колебания. В остальном модулятор работает так же, как синтезатор с накоплением фазы.

Для АЦП число отсчетов на период наибольшего по частоте колебания в спектре модулирующего сигнала выбирают в соответствии с



теоремой Котельникова и запасом в несколько раз. Считают достаточным выполнения неравенства /тзв/в (8 .. .10), где /тзв = 1/А/зв - тактовая частота АЦП; Fs. - верхняя модулирующая частота. Для стереофонии /тзв 400...500 кГц. Квантование сигнала по времени и уровням при восстановлении его аналоговой формы порождает специфический (квантования) шум. Минимальное число уровней дискретизации, необходимое для достижения требуемого ослабления шумов квантования, задает число разрядов рзв двоичного числа, соответствующего передаче квазимаксимального уровня сигнала. Отношение (сигнал-шум)

(с-ш)шш = 201е2Р = 6рзв (дБ).

По отечественному стандарту защищенность от интегральной помехи Ann 60 дБ. Это обеспечивается представлением звукового сигнала числами с рзв 10.

Модуляция линейна, когда число частот синтезатора равно или больше числа уровней квантования модулирующего сигнала в АЦП, т.е. Рс Рзв, где Рс - разряд двоичного числа, определяющего число элементов сетки частот. Необходим синтезатор с большим числом колебаний в его сетке и малым шагом частоты /с Д/ном/2~. Для удовлетворения требований отечественного стандарта должно быть меньше 100 Гц при размахе девиации 100 кГц. Проблема состоит еще и в том, что сетку частот с малым шагом генерируют при . малой относительной девиации частоты. Максимальное относительное отклонение частоты от средней А/ном мт является величиной порядка 10~. Число отсчетов No синусоиды пропорционально отношению /мт с = (А/ном с)(/мт/А/ном). Примем частоту модулятора в режиме молчания /мт и fmax /т/4, тогда порядок двоичного числа, соответствующего необходимому числу ординат Nq, равен

PJVO 2-blog2

А/ном /м

= log2

- + log2

= Рзв+Рмт-1-

/с А/номУ /с А/

Выше выбрана частота дискретизации звукового колебания, где отношение А/ном с найдено из условия минимизации шумов квантования. Оно дало порядок числа Рзв. Оценим последнее слагаемое в выражении для PJVO. Заметим, что повышение тактовой частоты увеличивает разрядность числа Nq. Возьмем частоту /т небольшой, порядка 20 МГц, стандартную девиацию А/ном = 50 кГц. При этом порядок искомого числа Рит = Iog2(/t/A/hom) > 9. В сумме имеем Pjvo 18. Это означает, что объем ПЗУ должен составлять 2 МГбайта и более. Величина то = /мт с, а Ага = А/ном/Л- Следовательно, при малой относительной девиации требуется строить синтезатор с весьма мелкой сеткой.

Обратим внимание на еще один важный для понимания принципа действия рассматриваемого устройства момент. Генерация сетки частот затруднена в данном случае еще и тем, что малы изменения уровней отсчетов на соседних периодах радиочастоты (т 1). Малые фазовые сдвиги генерируемого колебания относительно решетки импульсов тактовой частоты /т становятся заметными лишь на продолжительном

базовом интервале Tq = 1 с. Именно они содержат сведения о частоте генерируемых колебаний. Невелико и число периодов выходного сигнала на тактовом интервале А/зв, а следовательно, и число отсчетов, на котором его формируют. Оно равно отношению Пт = /т тзв. На этом интервале колебание должно быть близким к установившемуся. Это предъявляет особые требования к работе ЦАП, заставляя выбирать шаг сетки частот на его входе значительно меньшим, чем того требует равенство уровней квантования модулирующего сигнала и модулированного ЧМ колебания. Размер ПЗУ для хранения выборок задает число выборок No и разрядность числовых отсчетов, которые их определяют. Так как разрядность быстродействующих ЦАП обычно не превышает И... 12, то именно ЦАП ограничивает разрядность выборок и в конечном счете определяет шумовые характеристики формируемого ЧМ сигнала. ЦАП также вносит дополнительные шумы из-за возникающих в нем выбросов выходного сигнала (глитчей). Выбросы обусловлены непостоянством времени переключения отдельных разрядов и различной длительностью переходных процессов при включении и выключении разрядов. Поэтому при построении цифровых частотных модуляторов Для используемых ЦАП выполняют экспериментально-теоретические исследования спектральной плотности выходного шума и по его минимальному уровню тщательно подбирают /т и No.

Проектируя цифровой модулятор, необходимо выбрать элементную базу, которая обеспечит его реализацию. Требования быстродействия и разрядности к основным элементам структуры: АЦП, ПЗУ и ЦАП обсуждены выше. Речь идет о значениях частот дискретизации /тзв и /т и двоичных числах, с которыми должны работать названные элемен- -ты, а также об объеме ПЗУ.

Одним из ведущих в мире производителей цифровых модуляторов является фирма Harris (США). Она выпускает в настоящее время возбудители DIGITTM и DIGITCD*. В них тактовая частота синтезатора выбрана около 20 МГц, а для уменьшения уровня шумов квантования применена элементная база, работающая с числами от 16 до 32 разрядов. Шаг сетки частот на входе ЦАП доведен до /с и 0,05 Гц, что позволяет обеспечить нормы на уровни побочных составляющих и шумов на выходе модулятора.

8.5. Усилители ЧМ колебаний

Исходными данными для проектирования усилителя являются мощность Р^, развиваемая в нагрузочной цепи, схема включения прибора, напряжение питания. Они определены при разработке структурной схемы.

Тетрадные усилители. Режим их выбирают слабоперенапряжен-ным, близким к граничному = (1,01... 1,02)гр). Угол отсечки принимают оптимальнЬм по энергетическим показателям. Рекомендуют применять 9 - 70...80°, в том числе и для схемы ОС.

* Сведения о возбудителях содержатся в проспектах фирмы Harris.



CIS if **►


Рис. 8.15

Мощность, рассеиваемая экранирующей сеткой генераторного тетрода, ограничена. Для уменьшения погрешности ее расчета необходимо учесть зависимость крутизны Srp от анодного тока. С этой целью советуют определить по анодным (выходным) характеристикам напряжение Са.гр или принять его равным £с2. Значение тока г'а.гр находят ориентировочно, приняв = 0,80, а угол отсечки 9 - 75°. Тогда

а.гр -Р^ /а *Srp - а.гр/ба.гр а.гр/Рс2-

Дальнейший расчет можно выполнить, руководствуясь [1.1]. По его окончании уточняют коэффициент усиления мощности Кур = Р./Р.вх, где Р.вх = 0,5С/с7с1 для схемы ОК и Р,вх = 0,5С/с7к1 для схемы ОС. В усилителях, построенных по схеме ОК, не рекомендуют выбирать КуР > 16 дБ (40 раз). При необходимости усиление снижают, включая во входной цепи лампы балластный резистор 7?5 = /2Р,в, где Р^б - мощность, рассеиваемая балластом: Р.,6 = Р~возб - Р~вх.

Остановимся на построении принципиальной схемы (рис. 8.15). Показан резонансный усилитель на лампе с катодом прямого накала. Его анодный контур образован выходной емкостью лампы и отрезком коаксиальной линии. Плавная настройка контура осуществляется подстроенным конденсатором переменной емкости, грубая - перемещением ко-роткозамыкающего поршня. Связь с нагрузкой регулируемая емкостная. Входной контур создают входная емкость лампы и индуктивность одно-проводной полосковой линии, замкнутой на конце. Контур настраивают изменением длины линии, связь с источником возбуждения емкостная регулируемая. Нейтрализации обратной связи через проходную емкость и индуктивность общего электрода схема не требует.

Вариант построения схемы оконечного усилителя с ОК дан на рис. 8.16. Прямое прохождение колебаний со входа в нагрузку нейтрализуют с помощью емкостного моста. Для создания противофазных напряжений используют двухтактный выход широкополосного трансформатора Т1. Конденсатор СЗ служит для устранения асимметрии, вызываемой подключением входа лампы к одной из обмоток Т1. Резистор R1 - балластный. Мост образуют два соединенных последовательно конденсатора Cl, С2, проходная емкость Спрох и нейтродинный конденсатор С4.


Нагрузка (ВКС) включена в диагональ моста. Нейтрализация в однотактном усилителе устраняет прямое прохождение и влияние обратной реакции на предоконечный каскад. Воздействие обратной реакции на вход оконечного каскада сохраняется, но это не столь опасно.

Транзисторные усилители. На частотах 100 МГц и более усилители выполняют однотактными или двухтактными на балансных транзисторах. Режим работы принимают граничным или слабоперенапря-. женным. Угол отсечки тока в каскадах большой мощности выбирают близким к 90° или меньше. Усилители малой мощности, чей КПД не оказывает влияния на энергетические параметры передатчика, работают в классе А. Схемные решения обычны. Два примера даны на рис. 8.17. В первом случае (рис. 8.17,а) применен транзистор с высоким усилением. Цепь отрицательной обратной связи C4R1L4 снижает усиление до допустимого уровня и расширяет полосу частот с равномерной АЧХ. Напряжение смещения на базе - нулевое. Транзистор работает с углом .отсечки коллекторного тока меньшим, чем.90°. Вторая схема работает на более высоких частотах, где усиление в схеме с ОЭ невелико. В передатчиках радиовещательных и I-II ТВ диапазонов индуктивности и емкости являются сосредоточенными элементами:катушками и конденсаторами. По мере увеличения частоты переходят к плоским спиралям, выполняемым проводящим покрытием на подложке, а затем к использованию отрезков полосковых линий в качестве индуктивностей. В дециметровом диапазоне отказываются от сосредоточенных емкостей, заменяя их пленочными конденсаторами.

Высокие уровни мощности получают с помощью мостовых схем суммированием колебаний нескольких модулей. Отдают предпочтение попарному квадратурному сложению мощностей, как повышающему устойчивость устройства в целом, или многополюсным сумматорам типа квадратурных мостов. Конструктивно удобен и прост в изготовлении и регулировке синфазный мост (рис. 8.18). На невысоких частотах отрезки линий WL3 и WL2 заменяют их эквивалентами, полностью или частично выполненными на сосредоточенных реактивностях. В этом




-y WLI

* Q--5SSS~ 1-

с6 WU WL4 -г


Рис. 8.17

wu \L


Уг WL5 Y

Рис. 8.18

случае переходят к квадратурной схеме включением модулей по схеме эхопоглощения.

8.6. Нагрузочные и входные цепи усилителей*

Оконечный усилитель соединен фидерной линией с фильтром гармоник и включенным последовательно с ним разделительным фильтром. Каждое из этих устройств в диапазоне вещательных передатчиков избирательных свойств не проявляет. Выходные колебательные системы (ВКС) резонансных усилителей и фильтры гармоник проектируют, полагая фидер нагруженным на сопротивление, близкое к волновому. По стандарту КСВН < 1,11, а волновое сопротивление фидера = 75 Ом. Наличие фильтра гармоник позволяет в передатчиках на тетродах построить ВКС в виде одиночного контура. Нагрузочные цепи транзисторов делают широкополосными и неперестраиваемыми.

* Параграф написан совместно с Л.А. Бессоновой.

Проектирование ВКС тетродного усилителя. Ее выполняют в виде коаксиального резонатора, который соединен с нагрузкой (фидером) регулируемой связью, чаще емкостной. Конструктивно контур строят так же, как анодный телевизионного УМК. Требования к ВКС обычные - она должна настраиваться в резонанс в заданном диапазоне частот, обеспечивать расчетное нагрузочное сопротивление лампы, иметь высокий КПД и достаточную полосу пропускания. Общие вопросы проектирования ВКС рассматриваемых диапазонов обсуждены в § 7.3.

Выбор конструкции резонатора и определение основных его размеров. Примем одно из рекомендуемых в гл. 7 решений (см. рис. 7.14). Спроектируем резонатор на замкнутой на конце однородной коаксиальной линии, считая её соединенной на входе с сосредоточенной емкостью Со. Неоднородность линии на участке ее соединения с лампой учтем введением поправочного коэффициента к емкости Свых, считая Со > Свых- Рекомендации поопределению ее величины даны в гл. 7. Зададимся размерами внутреннего диаметра D внешней трубы и внешним диаметром d - внутренней. Они определяют волновое сопротивление линии передачи Zq = 138\g{D/d). Будем исходить из известного ПО справочным данным диаметра Од радиатора, отводящего тепло от анода лампы. Начнем с решения, характерного для четвертого ТВ диапазона. Выбирают конструкцию рис. 7.14,6, принимают D яа 1,27? и d 1,27?э, где Ds - диаметр вывода экранирующей сетки. Приближенно = (0,5.. .0,б)7?а. На третьем ТВ диапазоне рекомендуют вариант рис. 7.14,а. Здесь D = (1,5 .. .2,0)Da и d l,2Da. На частотах до 150 МГц предлагают конструкцию рис. 7.11,е. Здесь можно принять D = (2,0 ... 2,5)7?а, а диаметр d выбрать в интервале (0,5... 0,7)7?а. Максимальное значение D ограничивает условие отсутствия в резонаторе азимутальных колебаний (D + d) < Лщт. Обычно оно выполняется с большим запасом вплоть до V ТВ диапазона, где лампы лучше не применять. Не советуют выбирать отношение D/d 3,0. Длина резонатора может оказаться соизмеримой с его диаметром, что нарушает структуру электромагнитных волн, превращая резонатор в тороидальный. Наименьшее расстояние между проводниками коаксиальной линии задает условие электрической прочности: отсутствие пробоя между проводниками. Оно дает соотношение {D - d) > (1,2 ... 1,5)С/аэ/£доп. где Ероп - допустимая напряженность электрического поля. Значение напряжения и^э известно из расчета режима, напряженность Едри 5 кВ/см. Своеобразие конструкции (рис. 7.14,е) учтем, приняв только при расчете электрической прочности d = l,2Da.

Выбрав размеры D \л d, находят волновое сопротивление линии Zq = 138 lg(D/rf) Ом, максимальную и минимальную длины перестраиваемой части резонатора £р = (Л/27г) arctg(Xo/Zo), где Хо - сопротивление емкости. В ходе проектирования диаметр D выбирают произвольно в рекомендуемом интервале. Варьируя этот параметр, получают множество допустимых решений. Дать общую рекомендацию по выбору наилучшей конструкции затруднительно из-за множества критериев, которые определяют требования к ней. Желательно, например,



иметь длину резонатора Ащах/б. Иногда для укорочения длины резонатора в разрыв внутреннего проводника включают сосредоточенную индуктивность (рис. 7.10).

Расчет параметров эквивалентного контура. Резонансные частоты (максимальная и минимальная) настройки резонатора нам заданы. Их значения остаются теми же и для эквивалентного контура. Характеристическое сопротивление Zy находят через максимальную реактивную мощность в одном из его элементов, например емкости. Она включает мощность в сосредоточенной емкости, равную Рр;. = и^/{2Хо), и мощность в распределенной емкости линии передачи Ррр = С/з[Зр/2 - (sin 2v5p)/4]/(2Zosinvp), где электрическая длина резонатора (рр = (27г£р/Л) рад. Характеристическое сопротивление эквивалентного контура Z = U/[2{Ppc + Ррр)]-

Собственную добротность эквивалентного контура с учетом потерь в лампе принимают равной 500...800. Добротность нагруженного контура зависит от потерь, вносимых нагрузкой. Выбрав последние из условия получения требуемого сопротивления FL, нагрузки лампы, получаем Qh = Rs/Zx. КПД контура т]к = I - Qh/Qx обычно выше 0,9.

Электрический и конструктивный расчет элемента емкостной связи. Пластина плоского конденсатора размещается в сечении резонатора с высоким напряжением. Введение проводящей пластины в резонатор нарушает однородность электрического поля. Примем приближенно, что на пластине действует напряжение Ucb = (0,7,... 0,8)С/аэ. Сопротивление связи найдем с запасом, учитывающим изменение активной составляющей входного сопротивления фидера: Хсв = Ucb\ -гтг--

У 2Р^г]кКсви

Выше 7icBH - коэффициент стоячей волны напряжения на нагрузочном фидере. Емкость конденсатора связи Сев = 531Ло/Хсв. В этой формуле Сев - в пФ, Л - в метрах, X - в омах. Минимальное расстояние Лев min пластины СВЯЗИ до стенки резонатора определяется требованиями к электрической прочности конструкции. Оно равно ксвтт С^св/доп-Площадь пластины S ftcBminCcB/0,09, где Сев - в пФ, а 5п - в см.

Пример. Спроектируем цепь нагрузки усилителя мощностью 10 кВт, выполненного на тетроде ГУ-92Б. Исходными данными расчета являются частота настройки /о ВКС, переменное напряжение (7аэ на межэлектродном промежутке анод - экранирующая сетка, сопротивление Кэ = (аэ/а! и выходная емкость лампы Сг,ых. Напряжение (7аэ и сопротивление Яэ находят из расчета режима усилителя. В схеме с ОК напряжение (7аэ = Ua., при ОС (7аэ = + Uc. Для определенности возьмем fo = 100 МГц, Ua.3 = 1 кВ, Кэ - 2,45 кОм, С^ых - 24 пФ. Остановимся на конструкции, показанной на рис. 7.14,е. В нашем примере Da. = 18,4 см, = 9,5 см.

Конструктивный расчет. Возьмем D = 2Da, тогда D = 37 см. Диаметр d внутренней трубы настраиваемого участка линии примем равным 12 см.

Отношение D/d = 37/12 а 3, выполняется и условие отсутствия азимутальных колебаний (D -f- d) = 37 -- 12 = 49 см < Ло = 300. Конструкция обладает большим запасом электрической прочности, поскольку (D - d) = 25 см > 1,5 7/5 = 2,3 см.

Найдем неизвестную длину ip. Емкость Со а 1,2Свых = 1,2 -24 = 28,8 пФ. Сопротивление емкости Хсо = 531Л/Со = 531 3/28,8 = 55,3 Ом, где Л = 3 м. Волновое сопротивление Zq = 138 log(37/12) = 67,5 Ом. Угол </)р = arctg(Jco/.o) = = arctg(55,3/67,5) = 0,81 рад.

Длина ер = AoVp/27r = 300 0,82/2 = 39,2 см.

Оценим результат по указанному выше критерию ip < Ао/8. Имеем £р = = 39,2 см и 300/8 = 37,5 см. Вводить сосредоточенную индуктивность, укорачивающую длину резонатора, не имеет смысла.

Параметры эквивалентного контура. Нам не известна величина характеристического сопротивления. Найдем ее. Реактивная мощность в сосредоточенной емкости контура, пересчитанного к зазору, где действует напряжение Ua.3, равна Ррс = Uij2Xc = (7 10)2/(2 55,3) - 0,44 10= В-А. Рассчитаем мощность в отрезке здесь Ррр = (7fj¥>p/2 - (sin 2v)p)/4]/2Zosin2v)p = (7 103)2[0,81/2 --(Ginl,62)/4]/2 67,5sin2(0,81) = 0,11 10= B-A.

Сумма реактивных мощностей Рр = Ppc-f-Ppp = (0,44-f-0,ll)-10 = 0,55-10 B-A.

Характеристическое сопротивление Zi.sk = UljlPp - 44,5 Ом.

Добротность нагруженного контура Qh = Rk/Zx.3k = 2,45 - 10/44,5 = 55.

КПД контура 7)к = 1 - Qk/Qx 1 - 55/500 к 0,9.

По уровню -3 дБ полоса П =: fo/Qs = 100/44,5 = 2,25 МГц, что много больше полосы частот сигнала.

Входная согласующая цепь. Ее удобно выполнить резонансной. Емкостью контура можно считать входную емкость Свх лампы, а индуктивностью служит отрезок полосковой линии. Его длина определена соотношением /вх = (Л/27г) arctg(CBx/-Bx.b)- Волновое сопротивление Zx.b ~ 25... 50 Ом. Контур настраивают в резонанс подбором длины /вх. В схеме с ОК эквивалентное сопротивление контура Лэвх задает величина балластного резистора, включенного параллельно емкости Свх-В схеме с общей сеткой сопротивление Rbx равно входному Rbx ~ 1/S, где S - крутизна лампы данного усилителя.

Добротность контура и его полоса частот равны Qhbx = 1,2 у^

свх

и Пвх = /o/Qhbx- Коэффициент 1,2 в формуле для Qhbx введен для приближенной оценки вклада в емкость эквивалентного контура энергии, действующей в линии передачи.

Цепи усилителей на транзисторах. Нагрузочная и входная цепи усилителя, построенного по схеме рис. 8.17.а. Нагрузочная цепь соединяет выход транзистора с нагрузкой усилителя, обычно фидером с волновым сопротивлением = 50 или 75 Ом. Фидеры работают на согласованную нагрузку (КСВ 1,1). Расчеты режимов транзисторов на ЭВМ свидетельствуют об оптимальности для них комплексного сопротивления = -(- \х~. Реактивная составляющая учитывает влияние выходной емкости транзистора и связей входной и выходной цепей в нем. Она обеспечивает противофазность коллекторного тока на переходе и взаимодействующего с ним напряжения. Результатом является максимизация злектронного КПД прибора. Требования к цепи следующие: получение расчетного сопротивления z- в диапазоне рабочих частот и фильтрация высших гармонических, обеспечивающая гармоническую форму напряжения на переходе. Значение z по диапазону меняется слабо. Нагрузочную цепь строят полосовой, неперестраиваемой, по меньшей мере в диапазоне частот радиовещательных станций. Требования к линейности ФЧХ, равномерности АЧХ и КПД цепи выполняются сами по себе. В рассматриваемой схеме резонансными делают входной (L3C3) и нагрузочный (L7C7) контуры. Их эквивалентные сопротивления



3 J-ci{ch) 4=()

коррекшорачх

Рис. 8.19

1 1

Дэвх и Дэ трансформируют в сопротивление фидера Дф = Z. Методика соответствующего расчета дана в гл. 3. В нагрузочной цепи конденсатор Сб и дроссель L6 допустимо рассматривать как блокировочные. Тогда сопротивление Xls =(10... 20)Дэ. Эти же элементы служат для создания реактивной части полного сопротивления z. В рассматриваемой схеме Жэ < 0. Сопротивление Д^вх рассчитывают по известному входному сопротивлению, которое рассматривают как последовательное вх = вх + iaBx- Пересчетом в параллельное находим Дэвх = Qmbxbx. Добротность Qhbx принимают небольшой (3...5). Характеристическое сопротивление резонансного контура Zbx = bx/Qhbx. Сопротивление катушки L3 равно Zbk, а проводимость конденсатора С4 равна

ВсА = (1/.твх - 1/эвх) при 1жвх > 0.

Нагрузочная и входная цепи в схеме рис. 8.17,6. Требования к цепи те же, что и выше. Данное схемное решение нагрузочной цепи представляет последовательное соединение двух Г-звеньев фильтра (рис. 8.19,а). Они обращены в сторону генератора емкостями (Cl, С2), чем обеспечивают такое ослабление высших гармонических, которое считают достаточным. Фидерный контур (C2L2) принимают апериодическим, а его реактивные сопротивления равными между собой {Хс2 = Xlt) на средней частоте диапазона. Нагрузочный контур (C1L1C2) - резонансный. Его добротность выбирают небольшой {Q2 и 3...5). Вносимое в него сопротивление Гвн = Х^2/ф- Его трансформируют в требуемое для транзистора сопротивление Дэ. Положим, что полное сопротивление, как и выше, определено при расчете режима как последовательное = + \x. Если \mz < О, его пересчитывают в проводимость Уэ = z~ и находят параллельное соединение сопротивлений Д^ = (г^ + ж^)/гэ и Хэ = (г^ + ж^)/жэ. Сопротивление Дэ получают трансформацией входного сопротивления фидера Дф Zф нагрузочной цепью. Реактивную часть Х^ учитывают при выборе конденсатора С1. Когда [mz > О, то между транзистором и нагрузочной цепью включают индуктивность. Сопротивление резонирующего контура, подключенного к транзистору, связано с его параметрами формулой Дэ = pIZocQh. где рк - коэффициент включения контура, равный рк = Xci/Zxc, а характеристическое сопротивление Zxc = Xci + Хс2- Коэффициент трансформации сопротивлений рассматриваемой двухзвенной цепи ид = Дэ/Дф = {ХС1/ХС2У Сопротивление емкостей Xci = Дэ(1 + у/Дф/Дэ)/3н и Хс2 = Хс1\/Рф/Дэ. Сопротивления индуктивностей Хы = Xci + Хс2 и Xl2 = Хс2- Полоса пропускания контура на уровне -3 дБ равна П .= fcp/Qa, и его

КПД 1) = 1 - Qn/Qx, где Qx != 100 .. .200. Когда расчет дает большие значения емкостей Ci и С2, их можно уменьшить, снизив добротность (5н. если это допустимо. Ограничивает значения снизу требование к форме напряжения на транзисторе. Ухудшение фильтрации высших гармонических может стать причиной снижения выходной мощности и электронного КПД усилителя.

Входная согласующая цепь трансформирует входное сопротивление транзистора Zbx = Тъх + Хвх в сопротивление Дф к Z входного фидера, которое рассматривают как внутреннее сопротивление источника возбуждения. У вещательных передатчиков в пределах их диапазона частот коэффициент усиления транзистора и его входное сопротивление меняются в небольших интервалах. Это позволяет построить и входную цепь неперестраиваемой, а изменение коэффициента усиления по диапазону скорректировать регулировкой уровня сигнала на входе усилителя. В ка- нале звука ТВ радиостанции, как правило, применяют те же модули, что и в канале изображения. Они перекрывают значительные полосы частот. На входе транзистора в состав согласующей цепи вводят в этом случае корректоры АЧХ (см. § 3.9). Как и для нагрузочной цепи, во входной необходимо согласовать высокое волновое сопротивление фидера с низким входным сопротивлением транзистора. Аналогично строят и саму цепь. Она включает два контура: апериодический фидерный и резо-. н'ансный входной. Обратите внимание на нумерацию элементов схемы (рис. 8.19,6). Она идет от транзистора к входному фидеру. Это сделано, чтобы сохранить расчетные формулы, приведенные выше. В них заменяют Дэ на Дэвх и Хэ на Хэъх- Здесь источник возбуждения цепи имеет внутреннее сопротивление Дф, а нагрузкой является входная цепь транзистора или входное сопротивление корректирующей цепи. Обычно входная цепь имеет полное сопротивление много меньше, чем добавочный резистор Ддоб- Его при проектировании допустимо не учитывать.

Пример. Разрабатываем усилитель мощности на транзисторе 2Т971А. Выбран граничный режим с углом отсечки коллекторного тока в = 90°. Мощность, развиваемая в контуре, равна 150 Вт, средняя частота диапазона 100 МГц, рассчитанное полное сопротивление нагрузки = 0,70 - i0,12 Ом. Нагрузкой служит фидер с волновым сопротивлением к кф = 75 Ом. Требуемое активное входное сопротивление нагрузочной цепи со стороны транзистора Лаэ = {г^ + 1)1гз = = (0,49 -I- 0,01)/0,7 = 0,87 Ом. Реактивное входное сопротивление нагрузки в точке соединения с транзистором после трансформации сопротивления вф равно нулю. Его следует сделать реактивным \Х, = -(г^ +х1)/хэ = -15,08 Ом. На средней частоте ему соответствует емкость Ci = 312 пФ. Зададимся добротностью нагрузочного контура при работе в диапазоне частот от 96 до 104 МГц. Пусть отклонение АЧХ от максимума в нем будет не хуже -1 дБ. Тогда Qh (/max + /min)/4(/max - /min). В нашем примере Qh = (104 -f- 96)/4(104 - 96) = 6,25. Сопротивление емкости

Хс1 = Кэ(1 + у'Кф/Кэ )/Qh = 0,87(1 + у^75/0,87)/6,25 = 1,43 Ом, чему соответствует емкость 1110 пФ. Включаемый конденсатор имеет емкость С^кл = С\ + АС = = 1110-1- 312 к 1430 пФ. Сопротивление внутренней емкостной связи нагрузочной цепи Хс2 - Хс1у/рф/из = 13,3 Ом. Соответствующая емкость С2 = 120 пф. Емкости Cl и Сг можно уменьшить по меньшей мере вдвое, если принять Qh ~ 3. Тогда сопротивления индуктивностей Хц = 2,86 Ом и Х12 = 26,6 Ом, а сами индуктивности Li = 4,55 нГ v\ l2 = 42,3 нГ.



Цепи питания. Они являются частью нагрузочных и согласующих цепей. В транзисторных усилителях применяют схемы параллельного питания, что возможно во всех диапазонах вследствие малости нагрузочных сопротивлений твердотельных приборов. Питание базовой цепи мощного транзистора (см. рис. 8.17) от общего с коллекторной источника, как показано на рисунках, может оказаться невыгодным при малом коэффициенте усиления тока. Блокировочные элементы параллельных цепей питания на схеме рис. 8.17,6 имеют такие значения; Хсб = (0,05...0,10)7гэ; Xl2 = {Ю . 20)R; Хсз = (0,05 .. .0,10)Хвх; Xii = (10...20)Хс2; Хс7 = (0,05...0,10)Xz.6.

Конструктивный расчет индуктивностей. Рассмотрим три-возможных решения и дадим приближенные формулы, которые позволяют оценить свойства соответствующих конструкций. Индуктивность цилиндрической катушки с однослойной намоткой с числом витков Л^в при отношении длины £ намотки к ее диаметру 7? от 2 до 4 равна L = (6 - (-ID)Nld, где индуктивность L измеряется в нГ, D - в см. Например, при 1/D = 2, Л^в = Ю и 73 = 1 см имеем L = 400 нГ. Для плоских катушек принято ниже, что ширина полоски W < £ - ее длины. При мощности усилителя около 100 Вт толщину h-n проводящего покрытия берут не меньше 30 мкм. Его размещают, например, на подложке из эпоксидной смолы, которую армируют стекловолокном. Индуктивности круглой и квадратной плоских спиралей, выполняемых на подложках, соответственно равны Ь^р ~ Q,33ND и Ь^в ~ 0,4ND, как и выше, L измеряют в нГ, 7? - в см. Число витков выбирают небольшим: 2-4. Ширину W полоски витков спирали ищем с помощью формулы W = 0,6(D - d)/NB и 0,037?/Л^в, выбрав d и 0,57?. Малые индуктивности (единицы наногенри и несколько больше) выполняют в виде отрезков полосковых линий передачи.

Величина индуктивности, которой обладает отрезок полосковой линии передачи, зависит от ее длины £ и волнового сопротивления Zb. Параметрами линии служат отношение ширины W узкой полоски к толщине h диэлектрической подложки и проницаемость материала Eh последней. В радиопередающих устройствах используют материалы с £/i и 10. Применяют отрезки небольшой электрической длины 4 = / < /- Выше под £эф понимается эффективное значение относительной диэлектрической проницаемости, учитывающей, неоднородность среды распространения электромагнитной волны по несимметричной полосковой линии:

£эф = (£/. + 1)/2 - {ек - 1)/2\/1-ЫОЛ/VF. Пространственным распределением тока в отрезке линии названной выше длины при расчете допустимо пренебречь. Тогда:

£ = Хгв/{2жХьу/). Зависимость от отношения W/h для подложки с £/, = 10 дана в табл. 8.2.

Подложки имеют толщину Л от 0,5 до 5,0 мм.

8.7. Расчет мостовых устройств на отрезках связанных линий

Мостовые устройства на отрезках связанных линий осуществляют разделение и сложение мощностей полукомплектов в схемах эхопогло-щения телевизионных радиостанций большой мощности (рис. 8.20,а), входят в состав разделительных фильтров, которые обеспечивают совместную работу передатчиков изображения и звука на общий АФТ (рис. 8.20,6). Конструктивное выполнение моста на связанных линиях схематически изображено на рис. 8.21. Участок связи длиной 4в = Аср/4, где Л<;р - длина волны на средней частоте полосы, выполнен в виде отрезка экранированной двухпроводной линии, к которому подходят четыре коаксиальные линии с волновыми сопротивлениями Zф. Центральные проводники этих линий соединены с концами проводов двухпроводного отрезка, а внешние проводники - с экраном.

В мощных радиопередающих устройствах наибольшее применение получили связанные линии, проводники которых выполнены в виде пластин и помещены в прямоугольный проводящий экран. На рис. 8.21 приняты следующие обозначения: а - ширина экрана, 6 - высота экрана, h - высота пластины, t - толщина пластины, е - расстояние от пластины до экрана, г = </2 - радиус закругления пластины, S - расстояние между пластинами.


Рис. 8.20

Г

Я; )


Рис. 8.21



Для расчета размеров элементов моста используют систему уравнений:

94,15v

N, + 2{tlb){l-hlby

188,3л/е

[(6/s) arccos a + In а]/7г -f (t/6)(l - h/b) /

arctg


1 - as/ab

- - arcth b

1 - as/ab

1 + as/ab

(8.16) (8.17)

(8.18)

1 + as/ba

Волновое сопротивление для синфазной волны Ze = .ф(л/1 + гг+ -Ьл/п)/2 и противофазной Zn = 22Гф(\/1 + п - у/п). Коэффициент деления п моста в дальнейших расчетах принят равным единице. В (8.16)-(8.18) параметр Л^э = К{а)/К{а') - отношение полных эллиптических интегралов первого рода, а = sin 95 и а' = cos 95 - модули, а 95 - аргумент эллиптического интеграла. Функцию arcth ж удобнее вычислить по формуле arcth ж = {1п[(1 + х)/{1 - х)])/2.

В данной системе уравнений пять неизвестных: 6, s, h, t, ip. Она разрешима относительно нормированных переменных s = s/b, h = h/b, t - t/b при заданном аргументе ip эллиптических интегралов. Практический интерес представляет интервал изменений ip G [48...56°], где отношение s/i € [О, 8... 2, 4] и обеспечивается максимальная электрическая прочность.

Порядок расчета. Определим безразмерные параметры s, h, t. Зададимся значением аргумента 95 и по графику рис. 8.22 найдем отношение Мэ интегралов. Выбор аргумента ip в пределах рекомендуемого интервала произволен. Воспользуемся уравнением (8.16) и установим значение произведения р' = t{l - h). Последовательными подстановками в уравнения (8.17) и (8.18) вычислим s и h. Размер f рассчитывают по известным р' и h. Расстояние между экраном и стороной пластины связи, параллельной торцевой его стенке, т' = г/6 = 0,37/i(l -t/2h).

Размеры элементов моста выбирают из конструктивных соображений и уточняют при проверке электрической прочности. Рассматриваемые здесь устройства применяют при высоких уровнях мощности суммируемых колебаний. Когда Р. 5 кВт, можно принять приближенно Оф и КфР..., где 7\ф (1... ...0,2)w см/кВт. Высоту экрана выбирают (6 1,5Дф) и находят размеры s, h, t v\ е.

Проверим электрическую прочность. Определим амплитуду напряжения на выходе моста сложения. При КСВН на фидере не более 1,15, когда складываются колебания двух источников с одинаковыми частотами, (7вых =

jo

60° 80° у>

Рис. 8.22

= л/2(Р^1 -f P2)Z; при различных частотах несущих (в разд&лите)1ь-

ном фильтре) [/вых = л/2-Р~1Ф + \/2Р372ф-

Амплитуда напряжения между пластинами и, экраном C/i = 1,Швых-Амплитуда напряжения между пластинами U\2 = Ui/\/2. Проверим электрическую прочность конструкции в наиболее опасном месте - на пробой между пластинами. Минимальное расстояние между пластинами 5mm l,5t/i2/£flon, где Ераи = 5 кВ/см. Обычно условие S > 5min выполняется с хорошим запасом.

8.8. Расчет промышленного КПД

Этот параметр характеризует потребляемую радиостанцией от питающей сети мощность Реет- По определению г^пр = Р^ф/Рсет, где Р^ф - мощность на антенном фидере. Для радиовещательных станций стандарт устанавливает нижнюю границу для данного параметра равной 0,6. При эскизном проектировании допустимо оценить мощность Реет приближенно, поскольку расчет режима выполнен лишь для части элементов структурной схемы. Примем

Р ~ 1 + 1/Кр, + 1/Кр, Кр, +... + р,р^ + р,-

В этой формуле ?7е1 -электронный КПД выходной цепи оконечного усилителя; ?улц - контурный, а также учитывающий потери в других элементах, соединяющих усилитель с главным фидером. Коэффициенты усиления мощности Кр каскадов пронумерованы от выхода ко входу Сумма обратных произведений 1/Кр быстро замедляет свой рост. Обычно достаточно учесть два. реже три ее слагаемых. Относительные' потери в сеточных цепях Р^ = [(3 .. .5)Pcio -f Рс2о]/Ро или Рб = Рбо/Ро в базовых определяют по известным из расчета режима каскада мощностям источников питания управляющей (Рсю) и экранирующей (Рс2о) сеток, а также источника питания анода (Ро) оконечного усилителя. Относительную величину мощности, теряемой в цепи накала, Р^ = Рн/Ро примем в 1,1 раз большей, чем найденная по известным значениям напряжения и тока накала ламп и их числу. Коэффициент запаса учитывает меньший, чем у высоковольтных источников, КПД трансформаторов. Мощность, теряемая в системе охлаждения радиостанции, Р^ = Рох/Ро зависит от уровня Р..,ф и составляет от 0,05 для маломощных до 0,10 для мощных. Числовой коэффициент 0,95 учитывает потери преобразования энергии первичных источников питания (сети) в энергию вторичных (напряжений питания электродов).

Мощность Рф у передатчиков с ЧМ неизменна. Расчет выполняют только для режима номинальной мощности.

Список литературы к гл. 8

8.1. Звуковое вещание / А.В. Выходец, П.М. Жмурин, И.Ф. Зорин и др.; Под ред. Ю.А. Ковалгина: Справочник. - М.: Радио и связь, 1993. - 464 с.



ГЛАВА 9

Передатчики радиорелейных систем

9.1. Вводные замечания

В соответствии с видами модуляции, Принятыми в радиорелейных системах связи (РРС), радиопередающие устройства РРС разделяют на передатчики с аналоговой (преимущественно ЧМ), цифровой и импульсной модуляцией. Последние находят ограниченное применение, в основном в военных малоканальных РРС. В последние годы интенсивно развиваются цифровые радиорелейные системы, где информационные сигналы вначале преобразуют в цифровой код с помощью импульсно-кодовой или дельта-модуляции, а для передачи в радиоканале применяют различные методы манипуляции. Манипуляцией называют дискретное изменение параметров колебаний радиочастоты (амплитуды, частоты, фазы), соответствующее передаваемому цифровому сигналу. При этом кроме традиционных диапазонов использования РРС; 150, 400 МГц, 2, 4, 6, 8, 11, 13, 15, 18 ГГц - получают широкое распространение РРС малой и средней емкости на 23, 28, 36, 38, 43, 55 ГГц, в частности, для организации каналов связи между базовыми станциями и центрами коммутации при развертывании систем подвижной радиосвязи, вдоль продуктопроводов и т.п. Происходит также замена действующих аналоговых РРС на цифровые.

Исходными данными для проектирования передающих устройств РРС являются; выходная мощность, рабочие частоты и их стабильность, вид передаваемых сообщений, способ модуляции и допустимые искажения сигнала. Основой для составления задания на проектирование служат общероссийские нормы и рекомендации МККР [9.1], определяющие характеристики передаваемых сигналов для РРС в целом. Требования к передатчику отдельной станции зависят от протяженности линии, характера трассы, числа промежуточных станций, характеристик антенн и приемных устройств.

По назначению станции РРС делят на оконечные, узловые и промежуточные. При проектировании передающих устройств магистральных аналоговых РРС за основу берут схему передатчика промежуточной станции; при разработке передатчиков оконечных или узловых станций к ней

добавляют модуляторы и другие необходимые элементы. На промежуточных станциях цифровых РРС, как правило, производят регенерацию сигнала импульсно-кодовой модуляции (ИКМ), и приемопередающая аппаратура промежуточных станций содержит модемы (модуляторы-демодуляторы). Общие вопросы построения передающих устройств РРС рассмотрены в [1.1]; ряд примеров станций цифровой и аналоговой радиорелейной связи приведен в [7.4].

9.2. Основные требования к передатчикам

РРС

Радиорелейные системы связи предназначены для передачи многоканальных телефонных (ТФ), телевизионных (ТВ) и радиовещательных сигналов. По числу ТФ каналов в стволе их делят на;

системы большой емкости - передача 600...2700 ТФ каналов и более или одного ТВ сигнала изображения с несколькими каналами звукового сопровождения;,

системы средней емкости - передача сигналов 60...360 ТФ каналов или одного ТВ сигнала изображения с одним сигналом звукового сопровождения;

системы малой емкости - число ТФ каналов менее 60, передача ТВ сигнала не предусмотрена.

Для работы РРС выделены полосы частот в диапазонах ОВЧ, УВЧ и СВЧ. Мощность передатчиков станций зависит от протяженности трассы, рабочего диапазона частот, емкости линии. Обычно она лежит в пределах от 0,1 Вт до единиц ватт, в отдельных случаях достигая 10 Вт.

Требования к стабильности частоты передатчиков РРС задают согласно рекомендациям МККР. Допустимая относительная нестабильность частоты зависит от структуры трассы, числа промежуточных станций. В однопролетных радиорелейных линиях связи достаточно обеспечить нестабильность порядка 1 10 . В передатчиках магистральных РРС нестабильность частоты должна быть на порядок лучше. Численные значения допустимых отклонений частоты приведены в § 9.3.

Проектирование передатчика РРС с ЧМ начинают с определения девиации частоты автогенератора с ЧМ (ЧМАГ) и расчета полосы, занимаемой ЧМ сигналом. При передаче многоканальной телефонии эти величины зависят от числа N передаваемых ТФ каналов. Речевой сигнал одного канала ограничен полосой 300.. .3400 Гц. Граничные частоты Fh и Fe групповых сигналов, которые объединяют Л' ТФ каналов вместе с защитными промежутками, приведены в табл. 9.1.

Девиация частоты зависит от мощности группового сигнала. В отечественных системах РРС установлены определенные уровни девиации частоты Д/к на один ТФ канал при подаче на его вход стандартного сигнала мощностью 1 мВт (табл. 9.1). При передаче Л' каналов групповой сигнал является случайным процессом, характеризуемым средней мощностью Т-.р и соответствующей ей эффективной девиацией Д/эф = Д/гРср (мВт). Однако расчет полосы радиоканала ведут исходя



1 ... 26 27 28 29 30 31 32 33
Яндекс.Метрика