Главная » Книги и журналы

1 ... 25 26 27 28 29 30 31 ... 33


рис. 7.2) предназначен для генерации в противофазе комбинационных частот, которые появляются из-за нелинейности УМ СУ. Структурная схема корректора приведена на рис. 7.25. Из тракта ПЧ ЗС через регулируемые фазовращатель ФВ и аттенюатор Атт снимают сигнал пчзс и суммируют его с сигналом ипчиз в Сум. Этот суммарный сигнал пропускают через корректор нелинейности Кор, схема которого отличается от схемы рис. 7.24 добавлением диодной корректирующей цепочки параллельно входу транзистора, с тем чтобы обеспечить коррекцию не только верхнего, но и нижнего загиба амплитудной характеристики УМ. Так как интермодуляционные искажения в УМ обусловлены двумя причинами: нелинейностью амплитудной характеристики УМ и амплитудно-фазовой конверсией, то во вводимом в корректор сигнале ипчзс регулируют как амплитуду в Атт, так и фазу в ФВ, настраивая их.по минимуму амплитуд комбинационных частот на выходе УМ. На выходе корректора установлен режекторный фильтр Реж Ф, подавляющий введенный сигнал ипчзс-

Соображения к построению повышающего преобразователя. Уровень мощности, на котором в передатчике изображения производят смешение, т.е. повышающее преобразование с получением модулированного сигнала ОВЧ или УВЧ, зависит в настоящее время от диапазона передатчика. На метровых волнах в качестве смесителя чаще всего применяют кольцевую балансную схему на диодах или специализированную ИС. Мощность на выходе смесителя имеет порядок от сотен микроватт до единиц милливатт. При таком уровне мощности упрощается проблема обеспечения высокой линейности самого преобразования, но может получиться заметный уровень паразитной модуляции шумами.

На дециметровых волнах используют схемы преобразователей на ва-ракторных диодах с резким р-п-переходом; примером является балансная схема, представленная на рис. 7.26. Здесь под действием напряжения гетеродина происходит периодическое (с частотой /гет) изменение емкости обратносмещенных варакторов, что приводит к появлению в составе тока, протекающего через варакторы при подаче напряжения ПЧ,

составляющей с частотой /из = /гет - /пЧиз! колебания этой частоты выделяются настроенным контуром в виде отрезка полосковой линии. Вследствие перекрещивания одной из линий моста и изоляции для частоты /гет точки а от корпуса (так как длины моста равны 0,25Лгет) сигналы гетеродина, поступающие на выход двумя путями, оказываются противофазными, что и обеспечивает их существенное подавление. Напряжение ПЧ на выходе также значительно ослаблено, так как электрические длины отрезков полосковых линий для ПЧ весьма малы и точки а и б на этой частоте практически соединены накоротко с корпусом. При применении имеющихся в распоряжении варакторов возможно и целесообразно перенести преобразование на уровень мощности в сотни милливатт; при этом сокращается число усилительных УВЧ каскадов. В настоящее время на УВЧ перспективными становятся и простые (небалансные) схемы смесителей на транзисторах. При составлении структурной схемы следует иметь в виду, что потери в смесителе по тракту радиосигнала составляют 12...15 дБ.

7.8. Передатчики цифрового наземного телевещания*

Основные сведения о стандартах щ1фрового наземного телевидения. Основополагающий принцип, которого придерживаются при переходе от аналогового к цифровому ТВ вещанию, состоит в том, что должна быть сохранена существующая система планирования ТВ каналов. Для России это означает, что радиосигналы цифрового наземного телевидения (ЦНТВ) должны укладываться в полосу, не превышающую 8 МГц (в других стандартах 7; б МГц). В настоящее время принят и введен в действие международный стандарт на кодирование с информационным сжатием видеосигналов, сигналов ЗС и сигналов дополнительной информации MPEG-2 [7.9]. В соответствии с этим стандартом для получения и качественного воспроизведения на экранах бытовых телевизоров сигнала ЦНТВ требуется передать цифровой поток со скоростью S и б Мбит/с. При передаче одной программы телевидения высокой четкости (ТВЧ) или нескольких программ стандартного качества скорость цифрового потока возрастает до 20 Мбит/с [7.10]. Поскольку для обеспечения требуемого качества передачи по радиоканалу исходный цифровой сигнал подвергают кодированию с избыточностью, скорость цифрового потока, передаваемого по радиоканалу, возрастает в полтора раза и более, т.е. превышает 8 Мбит/с. ПоэтЬму для передачи используют многопозиционные методы модуляции.

Из-за многолучевого распространения радиоволн и замираний сиг-Налов прямое применение 4-ОФМ, 16-КАМ, 64-КАМ и других многопозиционных методов модуляции малоэффективно. Международным

* § 7.8 написан совместно с Д.А. Ткаченко.



1,04-

I пилот-той

Рис. 7.27

ff-O-

-\--

5,38 МГц

J ЛЗГ

1 ,омГа 1

Рис. 7.28

союзом электросвязи МСЭ-Р для ЦНТВ рекомендованы две системы передачи. В европейском стандарте, разработанном в рамках программы DVT-T (Digital Video - Broadcasting Terrestrial), используют модуляцию, получившую название COFDM [7.11]. Достаточно подробное описание COFDM дано в [7.12]. В основе COFDM (Coded Orthogonal Division Multiplexing) - ортогонального частотного мультиплексирова- ния с помехоустойчивым кодированием - лежит идея распределения V передаваемого цифрового потока в большое число параллельных субпотоков, каждый из которых модулирует отдельную несущую. Таких несущих в системе COFDM может быть 6817 с разносом между ними Д/ = 1116 Гц (режим 8к) или 1705 с разносом Д/ = 4467 Гц (режим 2к) (рис. 7.27). Это позволяет в тысячи раз снизить скорость передачи символов на каждой из несущих в сравнении со скоростью исходного цифрового потока и практически устранить влияние эхосигналов. Ширина спектра радиосигнала в обоих режимах передачи составляет 7,61 МГц; при передаче в ТВ канале с полосой 8 МГц между соседними каналами остается защитный интервал 0,39 МГц. В зависимости от скорости передачи информационного цифрового сигнала на каждой несущей осуществляют квадратурную модуляцию 4-ОФМ, 16-КАМ или 64-КАМ. Например, при скорости исходного цифрового ТВ сигнала В = 6 Мбит/с и скорости кодирования (избыточности) 2/3 можно выбрать модуляцию 4-ОФМ, а при В = 26 Мбит/с необходимо применять 64-КАМ [7.12].

В североамериканской системе комитета ATSC для передачи сжатого цифрового сигнала по радиоканалу используют однополосную 8-уровневую (8-VSB) или 1б-уровневую (16-VSB) модуляцию с частично подавленной несущей. Форма АЧХ тракта для передачи радиосигнала показана на рис. 7.28. Практически радиосигнал состоит из верхней боковой полосы и небольшого остатка несущей (пилот-тона). Ширина радиосигнала составляет 5,38 МГц, что позволяет размещать его в полосе 6 МГц.

Разработка структуры возбудителя. Как и в ТВРС для аналогового телевещания, формирование цифрового радиосигнала ЦНТВ происходит в возбудителе. Такие возбудители выпускает ряд зарубежных фирм. В основе разработок лежит цифровая обработка информационного сигнала в высокопроизводительных сигнальных процессорах. Упрощенная структура возбудителя французской фирмы ITIS для получения сигнала COFDM приведена на рис. 7.29 [7.13]. Входной адаптер позволяет при установленной предельной скорости передачи адаптировать к ней различные цифровые ТВ сигналы для получения наиболее

н

АЗаптер

сот кодер

квадратурный тдрмтор

прекор - ЦАП - тч

-inpeBKop-iiiAn I-

ЦАП

ФНЦ

точного времени

ОГисинхро-генератор

Синтезатор

\<f=m

Рис. 7.29

вьюоких качественных показателей. Адаптер также обеспечивает дополнительную синхронизацию передаваемых сигналов при работе передатчика ЦНТВ в синхронной сети цифрового телевещания. В этом случае для синхронизации всех узлов возбудителя вместо опорного генератора (ОГ) используют сигналы точного времени. В COFDM кодере производят скремблирование, избыточное кодирование, перемежение данных в передаваемых информационных пакетах и распределение их на субпотоки. В квадратурном модуляторе формируют по два модулирующих сигнала в цифровом виде для модуляции 4-ОФМ, 16-КАМ или 64-КАМ на каждой из несущих частот. При этом может быть организован так называемый иерархический режим модуляции, когда исходный цифровой поток разбивают на два потока, каждый из которых кодируют по-разному в зависимости от значимости передаваемой информации. Соответственно по-разному формируют и модулирующие сигналы [7.12, 7.13].

Суммарные модулирующие сигналы: синфазный umi и квадратурный umq подают на цифровые предкорректоры. Их назначение такое же, как у предкорректоров интермодуляционных искажений в ТВРС с СУ (см. рис. 7.25), но выполняют их на процессорах в цифровом виде. Эти предкорректоры создают дополнительные составляющие сигнала, которые позволяют компенсировать комбинационные частоты на выходе УМ из-за его нелинейности. Предкорректоры адаптивны; их регулируют по минимуму уровней комбинационных частот на выходе ТВРС. Далее, после ЦАП и ФНЧ получают два аналоговых модулирующих сигнала, которыми осуществляют модуляцию в двух балансных модуляторах БМ на частоте рабочего канала станции, и синфазный и квадратурный радиосигналы складывают в сумматоре Сум. По сути эта схема аналогична схеме (рис. 9.17), рассматриваемой в гл. 9.

Возможен и более современный подход к формированию сигнала COFDM. После COFDM кодера выходной радиосигнал формируют цифровым методом в диапазоне 5... 15 МГц, используя операцию обратного быстрого преобразования Фурье. Далее следуют цифровой предкорректор ЦАП, ФНЧ и полученный аналоговый сигнал сначала переносят на промежуточную частоту, а затем на рабочую частоту, как это было сделано в схеме возбудителя на рис. 7.2.

Усилители мощности. К УМ ТВРС цифрового телевидения предъявляют очень жесткие требования к линейности усиления. Как



показали эксперименты, пик-фактор (отношение пиковой мощности к средней мощности) при передаче сигналов COFDM достигает 15 дБ.

Напомним, что в аналоговых ТВРС с СУ он приблизительно равен б дБ. Подвергнуть сигнал COFDM компрессии нельзя из-за резкого увеличения внутриполосных помех. Поэтому для повышения эффективности УМ приходится работать с заходом на верхний загиб амплитудной характеристики, а в возбудителе вводить предкоррекцию. Вторая проблема связана с подавлением интермодуляционных частот в соседних каналах, для чего на выходе станции устанавливают специальные фильтры. Как отмечено в [7.13], предкорректор в возбудителе генерирует в противофазе и эти внеполосные комбинационные частоты. Поэтому если следующий за предкорректором тракт имеет полосу, в 3 раза превышающую полосу основного ТВ канала, то интермодуляционные помехи в соседних каналах будут существенно ослаблены.

Список литературы к гл. 7

7.1. ГОСТ 20532-83. Радиопередатчики телевизионные I-IV диапазонов. Основные параметры, технические требования и методы измерений. - М.: 1984.

7.2. ГОСТ Р50890-96. Передатчики телевизионные маломощные. Основные параметры. Технические требования. Методы измерений. - М.: 1996.

7.3. Радиовещание и электроакустика СИ. Алябьев, А.В. Выходец, Р. Гер-мер и др./ Под ред. Ю.А. Ковалгина. - М.: Радио и связь, 1998. - 792 с.

7.4. Антипенко В.А., Воробьев О.В., Лебедев-Карманов А.И., Рыжков А.Е. Зарубежные радиопередающие устройства. - М.: Радио и связь, 1989.

- 136 с.

7.5. Козловский М.М. Модернизация ТВ радиостанции Ильмень с помощью прибора ЮТ Электросвязь. - 1992. - № 2. - С. 9-11.

7.6. Королев А., Лопин М., Мишкин Т., Победоносцев А. Многолучевой клистрод для телевидения Электроника: Наука, Технология, Бизнес. - 1998. - N= 2. - С. 23-25.

7.7. Козловский М.М. Диакрод и его особенности Электросвязь. - 1998. - № 12. - С. 30-31.

7.8. Функциональные устройства обработки сигналов (основы теории и алгоритмы) / С.А. Баруздин, Ю.В. Егоров, Б.А. Калиникос и др. - м.: Радио и связь, 1995. - 288 с.

7.9. Севальнев Л.А. Международный стандарт кодирования с информационным сжатием MPEG-2 Журнал 625 . - 1997. - № 1. - С. 58-62.

7.10. Кривошеев М.И., Красносельский И.Н. Тракт передачи радиосигналов в системах цифрового наземного ТВ вещания Электросвязь. - 1998.

- N= 6. - С. 8-13.

7.11. EN 300 744 VI.1.2 (1997-08): Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television. European Standard.

7.12. Севальнев Л.А. Эфирное вещание цифровых ТВ-программ со сжатием данных ТЕЛЕ-Спутник. - 1998. - № 10. - С. 56-64.

7.13. Pavy J.-L. Optimized Second Generation COFDM DVB-T Modulator. Internet: http: www/ITIS.fr./dvb/frame-dv.htm.

ГЛАВА 8 Передатчики радиовещательные диапазона ОВЧ и телевизионные канала звукового сопровождения

8.1. Основные параметры

Радиостанции вещания строят обычно многопрограммными, в них Предусмотрена одновременная передача как монофонических, так и стереофонических программ. В техническом задании на проектирование указывают общее число программ, диапазон частот радиостанции, мощность передатчика одной программы. Основные параметры вещательных передатчиков диапазона 66. . .73 МГц по действующему в РФ стан-, дарту [1.23]:

Номинальная мощность передатчика............................... 4; 15 кВт

Номинальное значение девиации частоты излучения, соответствующее 100%-ной модуляции............................................... ±50 кГц

Допустимое отклонение частоты излучения от номинального значения, не более........................................................... ±100 Гц

Номинальное значение ширины контрольной полосы частот....... 149,5 кГц

Допустимое отклонение АЧХ в номинальном диапазоне модулирующих частот относительно характеристики RC-цепи с постоянной времени 50 МКС, не более.................................................. 1,0 дБ

Коэффициент гармоник при 100%-ной модуляции, не более........ 1,0 %

Уровень паразитной амплитудной модуляции (НАМ) несущей частоты передатчика по отношению к номинальному уровню немодулиро-

ванной несущей, не более.............................................. 0,4 %

Средняя мощность побочного излучения, поступающего в фидер

антенной системы, не более............................................. 1,0 мВт

Сопротивление выходной нагрузки (несимметричной)..,............. 75 Ом

при коэффициенте стоячей волны напряжения (КСВН), не более .. 1,11 Защищенность от интегральной помехи, не менее.................. 60 дБ

В настоящее время применяют станции и меньших мощностей, чем предусмотрено стандартом. Диапазон частот передатчиков звукового сопровождения телевизионных программ и номинальные значения мощностей приведены в гл. 7. Качественные показатели этих передатчиков в основном должны соответствовать перечисленным выше требованиям.



-Пдб

1 А-В

I-ti--I

-йдВ

31,г5хгц

дВкГц

При стереофоническом вещании на передатчик поступают сигналы двух телефонных сообщений, каждое из них имеет полосу частот 30.. .15000 Гц (под телефонией понимают различные звуковые сообщения, включая то, что принято называть радиовещанием [7.3, 8.1]).

Указанные телефонные сигналы преобразуют в модулирующий сигнал с помощью специального устройства, называемого аппаратурой радиовещательной стерео-Рис. 8.1 фонической (АРС). На выходе АРС получают комплексный стереофонический сигнал (КСС). Он занимает полосу частот 30 Гц. ..46,25 кГц. Суммарный сигнал двух каналов размещается в полосе 30.. .15000 Гц. Разностный модулирует по амплитуде надтональное несущее колебание частоты 31,25 кГц. Надтональную несущую ослабляют в КСС на -14 дБ по сравнению с ее максимальным уровнем (рис. 8.1,а). Данная аппаратура формирует КСС и служит для контроля качества стереофонического вещания. Рассмотрим упрощенную структурную схему блока формирования КСС, называемого также модулятором стереофонического сигнала (рис. 8.2). Основным элементом устройства является амплитудный модулятор. Он работает на надтональной частоте. Звуковые сигналы каналов А и В, проходя через электронные коммутаторы, поступают на модулятор с сумматора. С помощью коммутаторов положительная полуволна напряжения надтональной несущей модулируется сигналом одного канала, отрицательная - другого. В спектре колебаний на выходе модулятора образуются низкочастотный сигнал суммарного канала (А--5) и колебания двух боковых полос разностного {А - В) модулирующего колебания. Надтональная несущая практически полностью подавлена. Полученный спектр используют для создания в качестве промежуточного продукта полярно-модулированного колебания ПМК. Последнее применяют для визуального контроля качества работы модулятора. ПМК получают сложением во втором сумматоре немодулированной надтональной несущей с выходным колебанием модулятора. Во избежание искажений, обусловленных запаздыванием сигнала в тракте формирования, фазу несущей

и =50 мкс эк А

пмн нес

50 мкс

на сумматоре регулируют. Восстановленный уровень несущей превышает принятый в КСС. Последний образуют из ПМК ослаблением несущей до установленного стандартом значения. Это делается с помощью полосовой фильтрующей цепи, на выходе которой и создают управляющее частотой передатчика колебание. Для повышения качества КСС структуру устройства формирования усложняют. Вводят отрицательные обратные связи и применяют цифровые устройства для управления колебаниями [8.1, с. 297-308].

Требования к передающему устройству при стереофонии следующие. Номинальная девиация частоты излучения Д/ном сохраняется той же, что и при передаче одной программы. Девиация частоты в режиме молчания, вызываемая немодулированной надтональной несущей, устанавливается равной ±10 кГц. Оставшиеся ±40 кГц используют для передачи двух сигналов, что заметно сокращает девиацию в каждом из каналов по сравнению с монофонической программой. С целью ослабления взаимных помех между передаваемыми одновременно двумя сигналами стандарт предусматривает ослабление (не менее чем на -46 дБ) уровня комбинационной помехи, которая возникает при интерференции гармоник звуковой частоты и надтональной несущей. Модуляторы реализуют это требование, но помеха может возникать при преобразовании частоты ЧМ колебаний. Ширина контрольной полосы частот при стереофонии возрастает до 179,4 кГц и остается малой относительно несущих частот.

При звуковом сопровождении ТВ программы, в том числе с использованием синхронного перевода на второй язык, действуют те же нормы, что и в радиовещании. Передающее оборудование радиовещательных и ТВ станций унифицировано и пригодно как для работы с одной программой, так и для стереофонического вещания.

Западноевропейский стандарт, проникнувший на территорию РФ, имеет следующие основные отличия: диапазон радиочастот 87,5... ...108 МГц, номинальная девиация частоты ±75 кГц. В стереофоническом варианте разностные сигналы правого (R) и левого (L) каналов звука передают с ослабленной не менее чем на 45 дБ несущей. Ее частота равна 38 кГц. В спектр модулирующего колебания вводят пилот-сигнал частоты 19 кГц (рис. 8.1,6). В современном оборудовании устройства формирования модулирующего колебания при стереофонической передаче (стереокодеры) входят в состав возбудителя.

8.2. Структурные схемы

Особенности построения многопрограммных радиостанций рассмотрим на примере четырехпрограммной (рис. 8.3). В ее состав входят четыре одинаковых по своей конструкции передатчика П1-П4. Нами принято, что два из них, в качестве примера первый и четвертый, используют для стереофонического вещания. На их входах включены устройства АРС. Нагрузкой всех четырех передатчиков является общий антенно-фидерный тракт (АФТ). Волновое сопротивление фидерной линии и КСВН на ней определены стандартом. Для ослабления



F, >-

Фгг

ФГЗ

ПНИ

-АФТ

Синтезатор

пнз

{УМКСУ)

Рис. 8.3

Рис. 8.4

взаимного влияния передатчиков они подключены к АФТ через общий разделительный фильтр (РФ). Фильтрацию высших гармонических до допустимого уровня осуществляют идентичными фильтрами гармоник ФГ1-ФГ4. Включение фильтров гармоник до разделительного увеличивает число элементов радиостанции по сравнению со схемой с единственным ФГ, общим для всей радиостанции. Схема рис. 8.3 предпочтительнее, в ней существенно ослаблен уровень интермодуляционных помех между программами.

В состав телевизионной радиостанции (рис. 8.4) входят передатчики канала изображения (ПКИ) и его звукового сопровождения (ПКЗ). Их общими элементами являются источник стабильных по частоте колебаний - синтезатор, разделительный фильтр и АФТ.

Особенности построения синтезаторов и разделительных фильтров, обеспечивающих работу передатчиков радиостанции на общий АФТ, рассмотрены в гл. 7. При совместном усилении сигналов изображения и звука разделительный фильтр переносят в начало общего усилительного тракта либо заменяют более простым устройством сложения.

По эксплуатационным характеристикам рассматриваемые передатчики являются стационарными. Их устанавливают в специально оборудованных помещениях и обслуживает квалифицированный персонал. Поверку параметров оборудования и его регулировку выполняют при регламентных и ремонтных работах. Действия обслуживающего персонала определены правилами технической эксплуатации.

Качество проектного решения радиопередатчика в значительной степени задает принятая структурная схема. Определяющими достоинства структуры параметрами служат надежность устройства (время наработки на отказ), промышленный КПД, габаритные размеры и масса. Структуру оптимизируют по названным параметрам в предположении, что требования к качеству передачи сигналов обязательно выполняются. Принятые в ныне действующих передатчиках структурные схемы по своим технико-экономическим возможностям соответствуют современным требованиям и могут быть взяты за основу при проектировании. Заслуживают обсуждения следующие решения: определение места и способа управления колебаниями (модуляции), обеспечение нормы на допустимую нестабильность несущей частоты, принципы построения высокоэффективного тракта усиления, способ ослабления высших гармонических колебаний на выходе радиостанции, выбор схемы резервирования.

A*BA-BkA-B kF3E

-<

Синтезатор

Рис. 8.5

Рассмотрим в качестве примера упрощенную структурную схему стереофонического радиовещательного передатчика (рис. 8.5). Тракт усиления модулированных по частоте (ЧМ) колебаний позволяет использовать в нем высокоэффективные режимы и не вносит заметных искажений в сигнал. Это делает целесообразным применение модуляции на низком или среднем уровне мощности. В радиовещательных передатчиках модуляцию осуществляют в возбудителе. Это позволяет получить высокое качество сигнала, вводя при необходимости в схему элементы, улучшающие параметры устройства. Усложнение схемы модулятора существенного влияния на энергетические параметры передатчика не оказывает. В действующих радиостанциях преимущественно применяют прямой метод ЧМ с использованием в качестве управляющего элемента варикапа. Модуляция на низком уровне мощности требует внимания к выполнению норм на защищенность от интегральной помехи. Эта проблема решается в рамках параметрической оптимизации частотно-модулированного автогенератора (ЧМАГ), рассматриваемой в § 8.3.

Специфическим требованием к частотному модулятору при передаче стереофонии является более чем трехкратное расширение полосы модулирующих частот. На практике с учетом возможного введения квадрофонического вещания обеспечивают не превышающее 1 дБ отклонение АЧХ от допустимой в полосе частот до 100 кГц. Модулятор унифицируют и делают пригодным для любого управляющего колебания. Передача стереофонических программ имеет еще одну особенность, которая нашла отражение в построении схем возбудителей. Исследования показали нежелательность формирования ЧМ сигнала на частотах, меньших частоты излучения. Умножение и преобразование частот ЧМ колебаний при модуляции двумя сигналами увеличивают уровень комбинационной помехи. В отечественной аппаратуре этого избегают. В ней модуляцию осуществляют непосредственно на частоте излучения. В современной зарубежной технике переходят от аналоговых модуляторов к цифровым (§ 8.4).

Стабильность несущей частоты в аналоговых устройствах обеспечивают применением в возбудителе системы автоподстройки средней частоты ЧМ сигнала, использованием высококачественного опорного генератора и современных методов синтеза частот. В схеме рис. 8.5 для простоты модулятор включает управляемый по частоте автогенератор с автоподстройкой. Частоту стабилизируют методом импульсно-фазовой



автоматической подстройки (ИФАПЧ), принятым в цифровых синтезаторах с делителями частоты в тракте сравнения опорного и подстраиваемого колебаний (см. гл. 4). Частоту перестраивают дискретно с шагом от 10 кГц и более, изменяя коэффициент деления. Возбудители развивают обычно напряжение 1 В (действ.) на сопротивлении 50 или 75 Ом.

Тракт усиления модулированных колебаний легко реализуют с такими частотыми характеристиками в контрольной полосе частот, которые гарантируют практически неискаженное усиление ЧМ сигнала. Вопросы построения высокоэффективного тракта рассмотрены в § 8.5. Заданную надежность достигают резервированием оборудования, что особенно важно при его эксплуатации без постоянного присутствия обслуживающего персонала. Оконечные усилители на тетродах работают с постоянным нагруженным резервом, их выполняют по схеме сложения мощностей (рис. 8.5). Достоинства данного решения обсуждены в § 7.3. В транзисторных оконечных усилителях, где применяют многомодульные схемы сложения мощностей, вводится резервирование замещением. Этот же способ характерен для маломощных трактов и возбудителя.

Сложение мощностей усилительных модулей выполняют с помощью мостов. Запаздывание сигналов в полукомплектах оконечного усилителя Б рассматриваемой структуре, где модули содержат по одному усилительному -каскаду, практически одинаково. Это позволяет обойтись без регуляторов фазы суммируемых колебаний на входах моста сложения. Распределение входной мощности на оконечные усилители осуществляют уравнительным мостом. Тракт предварительного усиления выполняют широкополосным, неперестраиваемым, на транзисторах. Устройства сложения и деления мощностей транзисторных усилителей разнообразны [3.8].

Тракт усиления ПЗС строят в целом так же, как и в радиовещательных передатчиках. Модуляцию в ПЗС осуществляют на промежуточной частоте (рис. 8.6). Повышающий преобразователь частоты (ППЧ) переносит спектр модулированных колебаний в диапазон несущей.

Выходная мощность ППЧ составляет от долей до единиц ватта. Структурная схема типового возбудителя телевизионной радиостанции дециметрового диапазона Ильмень-2 приведена на рис. 8.7. Частотно-модулированный автогенератор работает на ПЧ канала звукового сопровождения. При монофонической программе звуковой сигнал, прежде

П1П

А

пТп

т

УПЧ

Синтезап.

УГЧ

(УМКСУ)

I От ПКИ

Рис. 8.6

w>-I КСС МоноУ

niEf/тз

I тпч

Выход ->

1 у

<

ш

=252-

2=8-10

юмщ

Внешний о г ВМГц

Рис. 8.7

чем попасть на модулятор, пре-дыскажается. Корректирующая цепь создает, как это предусмотрено стандартом, подъем верхних модулирующих частот цепью с постоянной времени 50 мкс. Стабилизацию средней частоты производят методом ИФАПЧ с использованием делителей частоты. Частота сравнения на де-. текторе выбрана равной 125 Гц. Ей кратна частота 1 МГц опорного колебания. Частоту сравнения получают из нее делением.

Преобразование непрерывного колебания в импульсное выполняется в тракте формирования частоты сравнения.

Возбудители радиовещательных передатчиков немецкой фирмы Те-lefunken построены несколько иначе (рис. 8.8). Стереокодер входит здесь в его состав. В стереокодере из стабильных по частоте колебаний источника (19 кГц) 2 формируют поднесущее колебание (38 кГц) 1, поступающее на его балансный модулятор 3. Пилот-сигнал вводят в модулирующее колебание посредством сумматора 4. Частотную модуляцию осуществляют методом прямой ЧМ с помощью варикапа 6. Этот модулятор работает на частоте вдвое меньшей, чем частота излучения на выходе умножителя на 2 (7). Частотно-модулированный автогенератор охвачен кольцом автоподстройки центральной частоты 8, 9. Паразитные продукты умножения частоты устраняют перестраиваемым фильтром 10.

f 13кГц

Стереокодер


Модулятор

Ю



Расчет структурной схемы. Он имеет целью конкретизировать параметры ее элементов. В радиопередающей технике оптимизация оконечного и предоконечного усилителей в значительной степени определяет энергетические и массогабаритные параметры, а также надежность устройства в целом. Начинают с разработки оконечного усилителя. Для него в техническом задании указана мощность, которая должна развиваться на фидере антенны. Передатчики мощностью от киловатта и выше строят на тетродах, меньшей мощности - на транзисторах. Выбор способа резервирования и числа приборов в оконечном каскаде дает основание для определения колебательной мощности, которую должен развивать оконечный усилитель. В схемах на вакуумных приборах с нагруженным резервированием необходимы элементы, удовлетворяющие неравенству Р^ном > Р~ = 0,5зап^~ п1 где ihom номинальная мощность лампы; Р... - расчетная и Рг., - заданная мощности передатчика. Коэффициент зап учитывает потери в контуре усилителя, который оценивают контурным КПД (rj 0,95); потери в фидерных линиях до разделительного фильтра [т]ф 0,95); потери в мосту сложения (?ум.с 0,97), в фильтрах гармоник {щ, и 0,97) и разделительном (??ф.р 0,9). Он равен зап = 1/(?к'?ф'?м.с??ф.г??ф.р)-

Ламповые усилители строят на тетродах серии ГУ. Лампы данной серии имеют коаксиальную конструкцию выводов электродов и приспособлены для соединения с колебательной системой в виде объемного резонатора. Это определяет выбор однотактной схемы и при использований более чем одного прибора необходимость сложения мощностей с помощью мостовых схем. При выборе прибора следует обеспечить хорошее использование его номинальной мощности. Если это не удается, то рекомендуют снизить напряжение питания анода до Eg, = ЕаиомР~/P~iiom-

Схему включения выбирают с общим катодом (ОК) или общей сеткой (ОС); для тетродов - с двумя заземленными по радиочастоте сетками. Выбор схемы диктуют два момента - стремление получить высокий коэффициент усиления мощности и необходимость обеспечить устойчивую работу каскада, включая реализацию необходимых качественных показателей. Для повышения промышленного КПД передатчика и упрощения тракта предварительного усиления стремятся повысить коэффициент усиления оконечного каскада примерно до 16 дБ, что можно получить в схеме с ОК только при нейтрализации паразитных связей между входом и нагрузкой усилителя. Это не вызывает трудностей при работе в сравнительно небольшом диапазоне частот на фиксированных волнах.

Достоинство схемы ОС - надежная, устойчивая работа и улучшение качественных показателей в связи с существованием в ней отрицательной обратной связи по радиочастоте. Современные тетроды и в этой схеме дают достаточно большое усиление: до 13 дБ и более. В процессе разработки структурной схемы коэффициент усиления определяют ориентировочно, по данным табл. 1.11. По выбранному коэффициенту усиления находят мощность предшествующего каскада, что позволяет продолжить проектирование усилительного тракта.

В передатчиках и предварительных усилителях мощности в единицы киловатт число транзисторов может составлять несколько десятков и более. Мощность отдельного прибора выбирают из условия Р^ном > > (1,3 ... 1,5)Р...п/Л^т. где Л^х - число транзисторов.

Желательно принять Л^т = 2п (п - число натурального ряда), тогда мощности складывают попарно. Предпочтение отдают схемам квадратурного сложения. В них легче обеспечить устойчивость многомодульных структур благодаря рассеянию мощности, отраженной от нагрузки в балластном резисторе. Рассчитывая коэффициент зап, следует учесть число суммирований мощностей от активных элементов до фидера, соединяющего усилители с их нагрузкой. Выбор схемы включения транзистора задает его конструктивное выполнение, о чем сообщают в паспорте прибора. Коэффициент усиления определяют по рекомендациям, данным в § 1.3.

8.3. Аналоговые частотные модуляторы

Общие сведения. Рассмотрим устройства формирования ЧМ сигналов прямым методом. В модуляторах этого типа используют линейную зависимость частоты колебаний /г автогенератора от резонансной /к контура. Последнюю меняют с помощью специальных твердотельных приборов - варикапов. Находят применение и схемы с управляющими транзисторами. Считается допустимым исследовать процесс модуляции как медленный, пренебрегая нестационарными явлениями, которые возникают при установлении частоты. В рамках этого допущения частота /г = /к[1 - ./(2Q )], где <p,/2Qn < 1.

Малое слагаемое характеризует нестабильность частоты, вызываемую вариациями фазы (fs средней крутизны генераторного прибора и добротности Qu нагруженного контура автогенератора. Величину нелинейных искажений, присущих модулятору, определяет форма статической модуляционной характеристики (СМХ). Указанные положения являются исходными для разработки методов расчета ЧМАГ.

Модулятор на варикапе. Варикапы под действием приложенного напряжения изменяют свою емкость согласно выражению

(8.1)

где Свт - емкость варикапа при постоянном напряжении Евт на нем, X = ев(<)/£вт - нормированное мгновенное напряжение на варикапе. Показатель п = 0,5 для резких переходов и от 1,0... 2,0 и выше для сверхрезких . Основные параметры варикапов: максимальная емкость Свтах для напряжения Ев, выбранного при определении его параметров; Кд. - коэффициент перекрытия, равный отношению Свтах/Свтт; добротность Qb и частота /в при измерении добротности; максимальное обратное напряжение вобртах- Параметры некоторых варикапов, выпускаемых в России, приведены в табл. 8.1. Дополнительные сведения можно получить в справочниках.



Тип диода

С max, пФ

е.. В

бобр max,

КВ102Б

19. ..23

КВ103Б

28...48

КВ104

128...192

КВ112А

12...18

КВ113А

54. ..81

КВ117А

26... 39

5...7

КВ121А

-2.5

7,6 ,

КВ106А

20...50

КВ109В

8...16

4...6

КВ110Б

14...21

КВ129А

КВ130А

>4

2В124

24... 29

4,7... 6,7

2В125

8...12

>4

Приборы со сверхрезким переходом имеют Л'д 5... 7.

Варикапы служат элементами колебательной системы автогенератора. Они вносят свой вклад в температурную нестабильность частоты автогенератора и паразитную AM. Эти свойства варикапов характеризуют ТКЕ и добротность Qb = 1/(27г/вСвтГв). ТКЕ положителен и составляет 10~...10~® К~; добротность зависит от напряжения на нем и уменьшается с ростом частоты. На рабочей частоте / т (в телефонной точке) добротность Qbt = <Эв/в мт- В табл. 8.1 указаны добротности, измеренные на частоте Д = 50 МГц.

Схемные решения ЧМАГ на варикапах разнообразны. Рассмотрим наиболее употребляемую схему (рис. 8.9,о). Автогенератор в ней выполнен как емкостная трехтонка. База транзистора по высокой частоте соединена с корпусом. Положительная обратная связь создана емкостным делителем напряжения С4С5. Напряжение обратной связи поступает на резистор R4, включенный в эмиттерной цепи транзи-


стора. Резонансная частота контура АГ определяется в основном элементами L3 и СЗ. Управляющий частотой колебательной системы АГ варикап подключен параллельно емкости контура с помощью емкости связи Сев (на схеме конденсатора С2). В режиме молчания емкость контура Скт = С'о--СделСк1/(Сдел-1-Ск1). Конденсатор Со (рис. 8.9,6) учитывает паразитную емкость катушки L3. Его значение можно оценить величиной 2...5 пФ. Емкость Сдел делителя обратной связи АГ образована конденсаторами С4 и С5 и межэлектродными емкостями транзистора. Отношение сопротивлений делителя Ждел и характеристического Zc контура определяет коэффициент связи активного элемента (транзистора) с его нагрузкой. Для ослабления влияния нестабильности режима АГ на генерируемую частоту рекомендуют выбирать небольшим, порядка 0,1...0,2. Емкость Cki{x) = С^о + С'м(ж), где Ско на схеме соответствует СЗ.

Модулирующую емкость образует последовательное соединение емкостей связи Сев и варикапа Св{х):

См(х) = СвСв./[Св.г + Ссв(1 + X) ]. (8.2)

Исследуя СМХ частотного модулятора (зависимость его частоты от модулирующего сигнала), процесс модуляции полагают, как указано выше, квазистационарным. Представим гармоническое модулирующее колебание uf{i) = t/f cosfii в безразмерной форме Xf = XcosQi, где нормированная амплитуда Хр = Uf/Ebt, а Евт - напряжение на варикапе в режиме молчания. Обозначим частоту модулятора в этом режиме [хр = 0) как /мт. Ее относительные приращения (СМХ) связаны с изменением емкости контура

ArW=fd.-ifi + i(fi)%... = S x. (8.3)

в рассматриваемой здесь схеме модулятора, имея в виду малые значения номинальных относительных отклонений частоты АДом \ жесткую норму на защищенность от интегральной помехи, отдают предпочтение варикапу с резким переходом, когда п = 1/2. Тогда модулирующая емкость контура (8.2) изменяется нелинейно:

С„(Ж) = СсвСв,/(Свт + Ссв\/ГТ).

(8.4)

Ее управляющие свойства определим разложением функции (8.4) в ряд:

См(х) = См(0) +

(8.5)

Частичную сумму ряда ограничим первыми тремя слагаемыми. Это позволит в первом приближении найти все интересующие параметры модулятора.



Емкость Ск1 в режиме молчания

Ск1 = CjnO + PbCbti

(8.6)

где Рв = СсвЦСав + Свт) - коэффициент включения варикапа. Относительные приращения частоты

Д/(х) = Д/(х) т S[x + S2x\ Нормированная крутизна СМХ по первой гармонике

S[=pylA,

(8.7)

(8.8)

гдеру - коэффициент управления частотой АГ, равный pICst/Ckt- Номинальная нормированная девиация частоты

(8.9)

где Хном - относительная номинальная квазипиковая амплитуда модулирующего сигнала. Крутизна СМХ по второй гармонике

35i/8,

(8.10)

Коэффициент гармоник по уровню второй гармонической модулирующего колебания

К2а = S2X/2S1 и Зх/16. При.номинальной девиации частоты имеем

2Птах ЗХном/16.

(8.11)

(8.12)

Откуда следует, что для получения малого уровня нелинейных искажений надо минимизировать Хиом-

Другим следствием нелинейности процесса управления частотой АГ изменением емкости КС является нелинейный сдвиг центральной частоты. Между девиацией частоты Д/,ом этим продуктом нелинейности существует связь:

Д/oFhom = ЛГ2п(Д/ном)/мт-

(8.13)

При современных нормах часто оказывается, что требования к нелинейному сдвигу частоты Д/д^ более жесткие, чем к коэффициенту гармоник. Выполнение норм требует соответствующей линеаризации СМХ, поскольку спектр этого колебания частично лежит в полосе звуковых частот и не устраняется схемой ФАПЧ.

Соотношения (8.2)-(8.13) являются математической моделью ЧМАГ на варикапе. В ней учтена нелинейность функций (8.2) и (8.3). Система содержит два независимых уравнения и четыре управляемые переменные: Д/ном. Ру, Кт и ном- Получение требуемой девиации Д/ном обязательно. Из трех оставшихся задается /Ir (/гп) либо Х„ом. две находим, решая указанную выше систему уравнений. Расчеты и практика показывают, что выполнение нормы на нелинейность СМХ требует высокой крутизны S\, что ведет к существенным трудностям в обеспечении необходимой защищенности от интегральной помехи. Последняя включает и составляющие, обусловленные нестабильностью напряжений питания. Оценка других компонентов помехи затруднена. В дальнейшем оценим защищенность от помехи приближенно - по уровню фона. Известно, что собственные шумы транзисторного АГ значительно ниже создаваемых варикапом. Это обеспечивают хорошим использованием прибора по току и слабой связью с нагрузкой, принимая Qn > 50. Помеха определена в основном изменениями напряжения источника смещения Е'вт и связанных с ними вариаций положения рабочей точки на вольт-фарадной характеристике варикапа. Электронная стабилизация этого напряжения обязательна, тогда относительные изменения напряжения ДЙз^ - Д^вт/вт составляют (0,1... 1,0)-10~. Квазипиковая амплитуда модулирующего сигнала С/ном должна превышать Д£вт(10°°-). Для достижения нормы на защищенность Лип от помехи следует выполнить условие

Хпом {АЕв,/Ев,)(10°-°-).

(8.14)

В модуляторе наряду с паразитной угловой возникает AM. Ее причиной служит нестабильность нагрузочного сопротивления активного элемента, порождаемая воздействием на контур АГ изменений входного сопротивления усилительного каскада и зависимостью добротности варикапа от напряжения запирания. Ориентировочно уровень НАМ оценивают соотношением

Мам 4Д/ ом<Э„/Рв

(8.15)

где Qh - добротность нагруженного контура автогенератора.

Выделим еще один фактор, ухудшающий параметры модулятора, - нелинейный сдвиг центральной частоты Д/о/, обусловленный протеканием по варикапу токов радиочастоты. Эффективным средством его уменьшения является встречное по высокой частоте и параллельное по модулирующей включение варикапов. Имеет значение и температурно-режимная нестабильность частоты, вызываемая, кроме прочего, воздействием изменяющихся параметров варикапа. В схемах с автоматической подстройкой эти сдвиги средней частоты легко компенсируют, и при проектировании их не учитывают.

Проектирование модулятора. Целью проектирования является выбор типа варикапа и определение элементов колебательного контура автогенератора, обеспечивающих заданные номинальную девиацию



частоты и линейность СМХ при выполнении нормы на уровень интегральной помехи. По выбранному режиму варикапа - приложенным к нему напряжениям постоянному Евт, модулирующему Up v\ радиочастотному Uf - находят допустимые контурный ток и напряжения на элементах контура. Это позволяет сформулировать исходные данные к выбору режима автогенератора.

Исходные данные. Спроектируем модулятор (рис. 8.9), работающий в режиме молчания (телефонном) на частоте /мт = 50 МГц. Номинальную девиацию частоты примем стандартной: Д/ном = 50 кГц. Руководствуясь сказанным выше, выберем допустимое отклонение напряжения смещения на варикапе (Д£вт/£вт)доп = 1 Ю . Меньшие значения реализовать трудно. Уже в этом случае требуется электронная стабилизация напряжения Е^..

Нормированные параметры модулятора. К ним причислены относительная номинальная девиация частоты Д/ном, коэффициент гармоник А'зп, нормированная квазипиковая амплитуда модулирующего сигнала Хцоы и коэффициент управления частотой ру.

Девиация Д^м = Д/ном мт = 50 10-3/50 Ю' = Ю'.

Амплитуда Х„ом = (Д Wbt) Ю = 10 10°°5-бо = оД.

Коэффициент управления частотой АГ Ру = 4Д Хном = 4 х х10-з/0,1 = 0,04.

Коэффициент гармоник К2П ~ ЗХном/16 = 3 0,1/16 = 0,019 (около 2 %).

Это вдвое превышает допустимое значение уровня гармоник модулирующей частоты. Меры, обеспечивающие снижение искажений, рассмотрены ниже.

Выбор варикапа и его режима. Рассмотрим модулятор, показанный на рис. 8.9. Зададимся значением характеристического сопротивления Zc - 50 ...100 Ом. Это обеспечит слабое влияние изменений режима АГ на его частоту. Последнее обусловлено действием межэлектродных емкостей транзистора, которые являются частью контурных Пусть Zc = 100 Ом. Тогда емкость контура в режиме молчания Скт = l/27r/MTc = 1/(6,28 50 10 100) = 32 пФ.

Определим тип варикапа, имея в виду следующее. Диоды с высоким обратным напряжением бобртах позволяют построить более мощные Аг. Добротность Qb решающего значения не имеет. Высокий уровень паразитной AM, обусловленный низкой добротностью варикапа, можно ослабить введением в структуру ограничителя амплитуды. Ориентировочно максимальную емкость варикапа выбирают с помощью неравенства Свтах и (4 ... 20)руСкт- Нам нужен варикап с максимальной емкостью Свтах (4... 20) 0,04 32 пФ и 5... 25 пФ. Воспользуемся табл. 8.1 и выберем варикап КВ110Б. Его максимальная емкость составляет 14. ..21 пФ. Диод имеет достаточно большое обратное напряжение (бобртах = 45 В) И высокую добротность (Qb = 300). Если в результате расчета нас не удовлетворит допустимая мощность модулятора, то для ее увеличения можно применить варикап КВ106А.

Примем минимальное значение запирающего напряжения на варикапе бвтт = iiB = 4 в. Найдем наибольшее запирающее напряжение, используя максимальное значение параметра АГд, тогда Свтах = = {К1 - 1)Ев = (2,52 1) . 4 = 21 В < напряжения вобртах = 45 В. Электрическая прочность по напряжению обеспечена.

Напряжение на варикапе в режиме молчания Е^т = (евтах + +евт1п)/2 = (21-Ь 4)/2 = 12,5 В. На практике используют меньшие напряжения, принимая Евт 2£в- Мы же оценим предельные пара-Метры модулятора.

Емкость Свт = Свтах/л/Евт/Ев = 17/12,5/4,0 9,5 пФ.

Допустимая нестабильность напряжения ДЁвтдоп= (Д£вт/£вт)доп х хЕвт = 1 10 12,5 = 1,25 мВ.

Квазипиковая амплитуда модулирующего напряжения С/птах = = Хномвт = 0,1 12,5 = 1,25 В. . .

Допустимая амплитуда радиочастотного напряжения Ujbrou Евт - Евт - t/nmax = 12,5 - 4 - 1,5 й 7 В.

Расчет элементов контура. Емкость контура в режиме молчания найдена выше: Скт = 32 пФ. Примем коэффициент включения контура Рк = 0,2. Тогда емкость делителя (последовательного соединения С4 и С5) Сдел = Скт/Рк = 32/0,2 = 160 пФ.

Емкость включенных параллельно конденсатора СЗ и варикапа в

режиме молчания Свт: СкО = (Скт - Со)/[1 - (Скт - С'о)/Сдел] =

= (32 - 2)/[1 - (32 - 2)/160] = 37 пФ.

Включение управляющей емкости последовательно с Сдел ослабляет ее влияние на частоту автогенератора. Расчетное значение девиации частоты Д/; = Д/ /(1 -р^). Вычисляем девиацию Afc = = 10-3/(1 - Рк) = 10-3/(1 - 0,20) = 1,25 10-3. Расчетная крутизна Д5(р , = Д/; ,/Х„ом = (1,25 10-3)/0,1 = 1,25 Ю'.

Расчетный коэффициент Рурасч = Ру/(1 - Рк) = 0,04/(1 - 0,2) = = 0,05.

Коэффициент включения варикапа р = л/рурасчС'кт/Свт = = 0,05 32/9,5 0,41.

Емкость связи варикапа с контуром (С2): Сев = Сг = РвСвт/(1 --Рв) = 0,41 9,5/(1 - 0,41) = 6,6 пФ.

Это приемлемая величина, но при желании можно увеличить Сг, включив параллельно варикапу конденсатор емкостью Сдоп- В этом случае величина коэффициента включения варикапа остается прежней, но

значение емкости определяют по формуле Рв = Сев/(Сев Ч-Свт-Ь Сдоп).

Задавшись новым значением Сев, большим, чем рассчитанное выше, найдем величину Сдоп-

Емкость контурного конденсатора Сз = С^о-СевСвт/(Сев-Свт) = = 37 - 6,6 9,5/(6,6 + 9,5) = 33 пФ.

Контурная индуктивность Li = Zc/2тг/т = 100/(6,28 50 10) т 0,31 мкГн.

Режим элементов контура АР. Напряжение на конденсаторе связи С/сгдоп С^/вдопСвт/Сев = 7 - 9,5/6,6 = 8,8 В.



1 ... 25 26 27 28 29 30 31 ... 33
Яндекс.Метрика