|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 24 25 26 27 28 29 30 ... 33    малом диаметре центральной трубы) действует незначительная паразитная емкость анодного радиатора на внешнюю трубу (рис. 7.14,в), которая по данным измерений примерно равна выходной емкости лампы. Это позволяет снизить требуемое волновое сопротивление и осуществить линию; в результате действующая емкость оценивается как 2,5Свых. Расчет длины анодного резонатора и уточнение величины эквивалентной емкости (в том числе и для составного резонатора на рис. 7.14,е) производят по формулам, приведенным в § 3.11. В результате находят характеристическое сопротивление эквивалентного анодного контура р\ и эквивалентное сопротивление нагрузки на центральной частоте ДэО = P\Q\-Далее разрабатывают конструкцию второго (нагрузочного) контура. При этом используют варианты конструкций, приведенных на рис. 7.10-7.12. Затем рассчитывают элементы связи между резонаторами и связи с фидером, для чего в сечениях резонаторов, где установлены связи, определяют эквивалентные сопротивления резонаторов. Эти расчеты также выполняют в соответствии с рекомендациями § 3.11. Энергетический расчет лампы производят на несущей частоте радиосигнала изображения, вблизи которой сосредоточены спектральные составляющие сигнала, несущие максимальную мощность. На этой частоте выходная колебательная система имеет комплексное сопротивление 1 -\-]ха2 Za = 1 - xaia2 -\-]хах' но при выбранных параметрах колебательной системы и расстройке = -0,5 на несущей частоте радиосигнала изображения оказывается, что фазовый угол Zec составляет всего 3°, так что нагрузку можно считать активной. При этом она значительно превышает Rq: Кэ.нес = 1,67?эо. Далее производим расчет режима лампы в пиковом режиме, режиме передачи черного поля и в среднем режиме. Расчет в пиковом режиме нужен для определения напряжения анодного питания и максимальной величины анодного тока тетрода. В УМ радиосигналов изображения (в ТВРС с раздельным усилением сигналов) Р~пик = (1,2... 1,3)Р^синх с учетом потерь в колебательной системе и разделительном фильтре. В УМ ТВРС с совместным усилением = (1,15...1,2)(ч/Р: синх (7.5) Амплитуды первой гармоники анодного тока и напряжения на анодном колебательном контуре а1ш1к - = 1. При работе лампы с углом отсечки анодного тока в = 90° г'апик = = 27а1пик > лтах, где г'лтах - максимально допустимая величина импульса анодного тока. Амплитуда напряжения возбуждения для схемы с ОС а1пик с1ш1к - 5(1 + D + D2) (7.6) где S, D \л D2 - статическая крутизна и проницаемости лампы. Для схемы с общим катодом делитель [I D + D2) обращается в единицу. При выборе напряжения анодного питания следует исходить из условия обеспечения в пиковой точке близкого к граничному режима. Напряжение питания £а можно рассчитать по формуле E>Ua - гран (7.7) где {/апик = Ukuhk для схемы с ОК и [/апик = f/кпик - ?7с1пик для схемы с ОС. Однако при наличии статических выходных характеристик лампы напряжение анодного питания лучше определять по характеристикам. Пиковое значение импульса анодного тока г^пик должно находиться в начале линейного участка характеристики лампы. Этому значению тока соответствует минимальное напряжение на аноде с Camin- Тогда (7.8) Найденные по формулам (7.7) или (7.8) значения Е^ не должны превышать номинального Е^ом- Если Е^ > й'аном. то надо снижать сопротивление анодной нагрузки. Энергетические расчеты тетрода выполняют в режиме передачи черного поля и в среднем режиме. В режиме передачи черного поля Р^., = 0,56Р..синх, а в среднем режиме Р^ср = 0,ЗР..синх. В УМ ТВРС с СУ к этим мощностям добавляют мощность сигнала ЗС Р^зс, используя в расчетах величину Р~чЗ = Р~ч + Р~зс и P~cpS = Р~ср + Р~зс. В этих режимах в соответствии с методикой расчета, изложенной в [1.1], рассчитывают токи анода Io, hi, экранирующей и управляющей сеток 7с21, 20, hii, hio, мощности, подводимые к аноду (Ро = i?a4o)
И сеткам, и мощности, рассеиваемые на электродах, КПД анодной цеп1/ и коэффициент усиления мощности Кр. Так как амплитудная харак- теристика УМ линейна, то коэффициент усиления мощности постоянеь при изменении мгновенных значений ТВ сигнала, и его рассчитываь в режиме передачи черного поля. В УМ радиосигнала изо6ражения ТВРС с РУ в схеме с ОС Кр = 1,2 В схеме с общим катодом Кр = (1,2 - 1,3) UiJRb.ok (7.9) (7.10) где RbxOK = PbxQsx - входное соггротивлейИе, олределяемое требуемой добротностью входного контура Qx vi его характеристическим сопротивлением. Найденный коэффициент усиления мощности Кр следует проверить из условия устойчивости работы каскада [1.1]. В УМ ТВРС с СУ при расчете Кр можно использовать среднеэф-фективные значения амплитуд токов и напряжений. При этом в (7.9)1 и (7.10) вместо Р^, подставляют Р~чЗ. а Udn рассчитывают согласн' (7.6) при токе 7а1чЗ. соответствующем мощности Р~чЗ- Однако при определении подводимых мощностей и КПД в режиме передачи черного поля и в среднестатистическом режиме необходимо использовать средние значения токов 1ао, 1с20, hio за период биений радиосигналов изображений и ЗС. Эти средние значения можно получить, умножая токи 1ао, 1с20, 7с1о, рассчитанные при соответствующей среднеэффективной амплитуде Ud, на поправочный козффици-ёнт ко. Среднеэффективные значения амплитуд первых гармоник токов и напряжений (в том числе Ud), нормированных к их пиковым значениям при передаче синхроимпульса, а также поправочные коэффициенты, по нашей оценке для общепринятого отношения мощностей Р~синх/Р~зс = 0,1, приведены в табл. 7.5. Расчет УМ на клистроде во многом совпадает с расчетом тетродного УМ по схеме с ОС. Колебательную систему УМ строят по методу, изложенному выше: на выходе двухконтурная система, на входе - одноконтурная, компенсирующая неравномерность АЧХ выходной цепи. В отличие от тетродов резонаторы выходной колебательной системы выполняют, как у клистронов, прямоугольными (радиальными). Методика расчета таких резонаторов рассмотрена в [3.26]. Так как емкость выходного зазора клистрода мала, удается обеспечить характеристическое сопротивление анодного резонатора в пределах 100 Ом и работать при номинальном напряжении на аноде (коллекторе). Приведем пример ориентировочного расчета параметров выходной колебательной системы клистродного УМ на приборе Истрон , параметры которого даны в табл. 7.3, при колебательной мощности в пиковом режиме Р^пик = = 25 кВт и напряжении на аноде (коллекторе) = 20 кВ. Задаемся относительным напряжением на выходном зазоре = 0,8. Колебательное напряжение на зазоре [/вых = а = 0,8 20 = 16 кВ. Сопротивление эквивалентной нагрузки на зазоре на несущей частоте радиосигнала изображения йэнес = С^в'ыхДЗР-пик) = 256 10V(2 25 10) = 5-103 Эквивалентное сопротивление нагрузки на центральной частоте диапазона (при компенсационной настройке колебательной системы) РэО = = P3Hec/lj6 = 3,13 кОм. Рассчитаем добротность анодного контура на крайних частотах IV-V диапазонов при Д/ = 4 МГц, Д/о = 5,65 МГц. На частоте Д/о = 810 МГц Qi = 0,91/(2(Д/о о)) = 65. На частоте /о = 470 МГц, Ql = 0,91/(2(Д/о о)) = 38. Характеристическое сопротивление анодного контура на частоте 810 МГц pi = Рэо/Qi = 48 Ом, а на частоте 470 МГц оно равно 82,5 Ом, что вполне реализуемо. Далее производят энергетический расчет в режиме передачи черного поля и в среднем режиме. При коэффициенте усиления прибора 22 дБ входная мощность в пиковом режиме с запасом в 20 % составляет 190 Вт. 7.5. Проектирование клистронного УМ Требования к мощности клистрона для оконечного усилителя канала изображения определены заданием на проектирование, в котором указана номинальная мощность радиостанции, и числом приборов, выбранных при составлении структурной схемы. В России передатчики IV и V диапазонов мощностью свыше 25 кВт пока не применяют. Создание прибора требуемой мощности трудности не представляет. Параметры ряда клистронов для ТВРС даны в табл. 1.9. Выбор многих решений при разработке клистрона неоднозначен, а достижение оптимальных параметров, характеризующих усилитель, является сложной задачей (см. гл. 10). Диапазон частот, в котором работают телевизионные станции дециметровых каналов, достаточно широкий. Наибольшее перекрытие полосы частот дает применение клистронов с так называемыми внешними резонаторами. Соединяясь с прибором, такие резонаторы вместе с его вакуумным пространством образуют объемные резонансные контуры подобно тому, как это имеет место в тетродных усилителях. У таких резонаторов связь с внешними цепями регулируемая, что облегчает подбор затуханий контуров, обеспечивающих лучшие энергетические характеристики. Внутренние резонаторы имеют меньший диапазон частот, в котором возможна перестройка. 1 /i [Bjt /П 3i i Коллектор РезонаторнкЛ Илок (анод) Рис. 7.15 Подогреватель и усложняют или делают невозможной регулировку затуханий. В результате увеличивается число модификаций прибора, необходимых для перекрытия установленного диапазона. Приборы с внутренними резонаторами (рис. 7.15) проще в эксплуатации и надежнее. Телевизионные станции работают на фиксированных волнах. В этих условиях возможна литерная поставка приборов. Последние еще в процессе изготовления и заводской регулировки настраивают на заданную частоту, а готовые изделия удовлетворяют требованиям технических условий и не нуждаются в подстройке при установке на радиостанции. На практике используют клистроны с обоими названными выше типами резонаторов. Существует ряд факторов, ограничивающих номинальный КПД кли| стронов. При оптимальной по КПД нагрузке выходного резонатора хорошем использовании мощности лампы КПД в номинальном режи1 ме составляет 0,50...0,55. Большие значения не используют в связи сильной нелинейностью, свойственной амплитудным характеристика высокоэффективных приборов. Считают допустимым выбирать макД симальный режим таким, чтобы снижение усиления клистрона в нем по сравнению с малосигнальнь|м составляло 4,0...6,0 дБ. Нелинейность амплитудной характеристики заметно проявляется в этом случае в основном при передаче сигналов синхронизации, но ее корректируют в тракте ПЧ. Другим препятствием к использованию нелинейных режимов в клистронных УМ канала изображения служит присущее таким режимам преобразование AM в ФМ. Оно проявляется в возрастании дифференциально-фазовых искажений. Их ослабления при необходимости достигают введением отрицательной обратной связи по фазе огибающей сигнала цветовой поднесущей. Уже указывалось, что влияние нелинейности амплитудной характеристики до уровня гашения устраняют введением предкоррекции, выполняемой обычно в тракте ПЧ. Как и у тетродов, сопротивление нагрузки 7?э клистронов задано характеристическим сопротивлением резонатора и требованиями к АЧХ усилителя. В ряде случаев это служит препятствием к получению высокого электронного КПД. Существенный недостаток клистронного УМ -традиционная до последних лет работа его в режиме класса А. Средний КПД даже лучших приборов составляет при этом 0,18...0,21. Это отражается на параметрах системы охлаждения, которую проектируют с запасом и рассчитьг- вают на работу в статическом режиме, когда практически вся мощность Рис. 7.16 электронного потока рассеивается на коллекторе. Эффективным средством повышения среднего КПД является применение схемы питания (рис. 7.16) электродов, обеспечивающей частичную рекуперацию энергии. На коллектор подают напряжение меньше, чем на анод. На участке анод (корпус) - коллектор электроны движутся в тормозящем электрическом поле. Их скорость снижается, уменьшается кинетическая энергия и мощность, рассеиваемая коллектором. Подводимая к электронному потоку мощность в схеме рис. 7.16 есть сумма мощностей, подводимых к аноду Pq = Eh и коллектору = Ек1кол- Величина ее зависит от отношения токов = 1кол/1к и напряжений Пн = Ек/Е^. Первое характеризует распределение потока электронов между электродами клистрона. В процессе передачи полного ТВ сигнала отношение меняется в больших пределах: от близкого к единице в статическом режиме до минимального при передаче синхроимпульсов. Выигрыш в КПД от применения пониженного напряжения составляет В - \1(п^Пп -Ь 1 - Пт). Эффективность рекуперации энергии в кли-стр'онном УМК канала изображения объясняется небольшим значением среднего уровня сигнала по сравнению с максимальным. Примем ориентировочно в среднем режиме п^ср = 0,85 ... 0,90, а на уровне гашения Птг = 0,80...0,70. Отношение напряжений Пд 0,5. Минимальное значение реализовано, например, в отечественном приборе КУ-318. По своим энергетическим параметрам в среднем режиме он не уступает лучшим современным образцам. Расчет режимов. Работу клистронного УМК в канале изображения полезно рассмотреть при нескольких уровнях сигнала: максимальном, передачи черного поля (гашения) и среднем, а также в статическом режиме. В первом определим напряжение анода, ток катода и номинальный КПД. Второй уровень особенно важен для приборов, работающих с пониженным напряжением коллектора. При настройке и испытании передатчика режим гашения бывает продолжительным. Мощность, подводимая от источников анодного и коллекторного напряжений, и КПД в этом режиме определяют требования к устройствам питания и системе охлаждения. При равенстве напряжений Е^ - Е, эти требования задает статический режим. Средний режим, как обычно, характеризует экономическую эффективность радиостанции. Пример. Полагаем, что тип прибора и его параметры определены при разработке структурной схемы. Выполним расчет номинального режима клистрона 70ST53 (см. табл. 1.9). Имеем = 20 кВт, Еанои = 19 кВ, /кном = 3,8 А. Найдем параметры электронного потока и выходной цепи. Первеанс = 7кном/£а4ом = 3,8/(19 х X 10)3/2 ] 45 мкА/В^/. Сопротивление луча постоянному току Rq = = -Е'аном/ном = 19 10/3,8 = 5 кОм и соответственно проводимость Go = 0,2 мСм. Отклонение АЧХ в полосе 8 МГц по паспорту прибора равно 1 дБ. Примем для выходной цепи Мвых = О, 5М = 0,5 дБ. Этому значению М^ых соответствует параметр h = 0,112. Полное затухание выходного резонатора на минимальной частоте диапазона = = Д/у/(/тшул) = 8/(470-7бД12) = 0,051. Затухание (5aJV = civGaN/o. Примем характеристическое сопротивление резонатора ZcN = 130 Ом, тогда SeN = 130 0,14/(5 10) = 0,0036. Добротность Qn = 1/4n = = 1/((5лг5еЛг) = 1/0,0473 = 21,1, а эквивалентное сопротивление нагрузки RN = ZcnQn = 130 21,1 = 2,75 кОм. Отношение сопротивлений 7?3r = RbN/Ra = 2,74/5 = 0,55, что существенно меньше оптимального. Пример наглядно демонстрирует противоречивость требований к полосе частот и КПД усилителя, КПД колебательной системы ThN ~ Qn/Qx = у- 21,1/1000 1,0. Максимальный режим 1. Амплитуда напряжения на зазоре выходного резонатора Um = V2PZR = V2 20 103 2,74 103 = 10,5 кВ. 2. Амплитуда первой гармоники наведенного тока 7нш = 2P/Un = 2 20/10,5 = 3,81 А. 3. При расчете конвекционного тока используют константы (,on и а^. Найдем их. Примем коэффициент взаимодействия = 0,9, нормированный ток 7дг = 1.40 и проводимость С^дг = 0,14. Тогда = NleiNKNGeN/i + KnG.n) = 0. 1.4 0,55/(1 + 0,55 0,14) = 0,64 и = = л/ш = 1,20. 4. Конвекционный ток 7erjV = hin{1 + РэкСе;)/{(3n[1 - OfiUoN + +a,)]} = 3,81(1 + 0,55 0,14)/{0,9[1 - 0,06(0,41 + 1,20)]} = 5,0 A. 5. Ток катода = l,057e/N/-fe/iv = 1.05 5,0/1,4 = 3,76 (3,8) A. В ;j скобках указано паспортное значение параметра. 6. Ускоряющее напряжение Еа = ю^+з^ак/ЛмИ/з = io+2ts(3,76/i,45)]/3 ;8,9 кВ. 7. Подводимая мощность Pq = eh = 18,9 3,76 = 71 кВт. 8.КПД усилителя туном = Р~/Ро = 20/71 = 0,287, т.е. низкий. Режим передачи уровня черного 1. Мощность в нагрузке Р^ч = 0,56Р„ = 11,2 кВт. 2. КПД = Р~ч/Роак = 11,2/71 = 0,158. Средний режим 1.. Примем гар = 0,35, тогда мощность = 0,35 20 = 7 кВт. 2. Средний КПД rjcp = Р^ср/Ро = 7,0/71 = 0,10 (10 %). 3. Мощность рассеяния на коллекторе Рркср = Ро - Р~ср = 71-7 = = 64 кВт, т.е. практически та же, что и в статическом режиме, где Ррк = Ро. Применение схемы с рекуперацией (рис. 7.16) при отношении напряжений Пн = 0,5 для прибора с таким низким средним КПД позволило бы резко улучшить энергетику передатчика. Примем п^ср = 0,9, тогда В = 1/(п„п^ср + 1- т) = 1/(0,5-0,9+1-0,9) = 1/0,55 = 1,8, т.е. близко к предельному Ртах - 1/пн = 2,0. Средний КПД г]ср = Р~срР/Ро = = 11,2-1,8/71 = 0,284, что не уступает ламповым и транзисторным усилителям, работающим в классе В. Такой же или чуть больший выигрыш имели бы и в статическом режиме. Рассеяние на коллекторе составило бы примерно 40 кВт против 72 кВт в схеме с Ек = Е^. Применение рекуперации возможно лишь в специально сконструированных приборах. Из числа приведенных в табл. 1.8 это только клистрон КУ318. Проектирование цепей клистронного УМ ТВ сигнала выполняют по методике, рассматриваемой далее, в § 10.6. Требования к источникам питания. Напряжения накала и питания катушек электромагнитной фокусировки небольшие. Их стабилизация не представляет трудностей, к тому же чувствительность параметров к их вариациям вблизи оптимальных значений невелика. Кли-стронный усилитель наиболее чувствителен к изменениям ускоряющего напряжения. В передатчиках изображения пульсации этого напряжения являются причиной отклонения фиксируемых уровней гашения и синхронизации от номинала и возникновения паразитной ФМ несущей. Последняя, как указывалось, является причиной искажений сигналов цветности и звука в приемнике. В линейном режиме паразитная модуляция амплитуды оценивается коэффициентом тл = (iV - 1)ДРа/(2Ра), где N - число резонаторов. Приняв допустимое значение гпа = 0,01, имеем {АЕа/Еа)доп = 0,02/(iV - 1). Это жесткая норма, требующая для ее реализации применения специальных мер по стабилизации уровней гашения и синхроимпульсов на выходе усилителя. Паразитная фазовая модуляция вызывается изменениями постоянной скорости электронов V0 к ку/Ё^. Приращение фазы й.Е = б'олДРа/(2£а), где 6олг - угол пролета электронов от первого до последнего зазора. Приближенно Bqn = 10(iV - l) A [рад] и, следовательно, (ДРа/Ра)доп = Д^-доп-При допустимом приращении фазы около 0,1 рад эта норма дает заметно меньший допуск, чем следующий из допуска на вариации фиксируемых уровней. Построение приндипиальной схемы. На рис. 7.17 показан оконечный УМ передатчика изображения. Он выполнен на клистронах VI и V2 по схеме квадратурного сложения мощностей. Мощность возбуждения подводят к разделительному мосту Ml, далее она подается на входы фильтров формирования АЧХ (Ф1 и Ф2) и через циркуляторы Ц2 и ЦЗ поступает на входы клистронных усилителей. В оконечном каскаде применены четырехрезонаторные клистроны с внешними резонаторами. Входной резонатор имеет индуктивную регулируемую связь с источником возбуждения. Для контроля за мощностью возбуждения служат измерители мощности падающей волны на входных фидерах W1 и W2. Выходной резонатор связан с нагрузкой с помощью жесткого коаксиального фидера. Выходы клистронов подключены к фильтрам гармоник ФЗ и Ф4 соединительными коаксиальными фидерами с волновыми сопротивлениями вых- Согласующие устройства СУ1 и СУ2 служат для компенсации отраженных волн, возникающих в соединительных фидерах. Блоки направленных ответвителей Н02 - НОб используют для  4> Рис. 7.17 контроля мощности на выходе клистронного усилителя и КСВН на линиях, соединяющих клистронные усилители с нагрузкой. Колебания с выходов фильтров гармоник поступают на мост М2 сложения мощностей двух полукомплектов. 7.6. Проектирование транзисторных усилителей мощности телевизионных радиостанций* Общие замечания. Транзисторные УМ в ТВРС образуют многокаскадный тракт усиления от выхода возбудителя до входа фидера (в полностью транзисторньх ТВРС) или до входа электронно-вакуумного прибора. Общее число транзисторных ступеней усиления составляет от 3 до б в зависимости от диапазона частот и выходной мощности. В маломощных каскадах (до единиц ватт) транзисторы целесообразно использовать в режиме А; при этом коэффициент усиления мощности Кр = 12 ... 15 дБ в I-III ТВ диапазонах и 10... 13 дБ в IV-V ТВ диапазонах. В выходных, наиболее мощных каскадах транзисторы работают в режиме АВ; при этом особое внимание уделяют обеспечению линейности режима усиления, особенно в УМ СУ. Коэффициент усиления мощности этих каскадов ниже на 3...4 дБ. С целью улучшения линейности усиления следует работать с максимально допустимыми коллекторными напряжениями питания, т.е. j&K ~ 0,5екБдоп; это снижает влияние нелинейной выходной емкости прибора, которая уже на ОВЧ составляет существенную часть емкости межкаскадной выходной цепи. Нелинейное изменение указанной емкости ухудшает качественные показатели тракта УМК (АЧХ, дифференциальную фазу, СПФМ, уровень побочных излучений и др.). Влияние * § 7.6 написан совместно с Л.Б.Калининым. этой емкости может быть ослаблено и выбором не очень высокого коэффициента использования коллекторного напряжения (до 0,7. ..0,75), что обычно соответствует граничному режиму при передаче пикового уровня радиосигнала. Нелинейность при малых токах коллектора можно свести к минимуму, подобрав оптимальное начальное смещение. Все транзисторные УМ имеют температурную стабилизацию оптимального режима; в мощнЬ1Х каскадах для этого используют смещение, регулируемое напряжением обратной связи, пропорциональным мощности, рассеиваемой на радиаторе. В каскадах со сложением мощностей нескольких транзисторов рекомендуется применять для охлаждения последних общие теплоотводы на основе тепловых труб [1.35]. Они обеспечивают изотермичность корпусов всех транзисторов и позволяют иметь для них один термодатчик и одну схему термостабилизации режимов. Одновременно появляется возможность располагать транзисторы в непосредственной близости друг к другу, сводя к минимуму длины соединений между ними, что очень важно на ОВЧ и УВЧ. Российские производители передатчиков используют в ТВРС биполярные транзисторы, как отечественные, так и зарубежные. Отечественная промышленность в последние годы наладила выпуск специальных сверхлинейных транзисторов для ТВРС с СУ. К ним относятся транзисторы малой и средней мощности КТ983А, КТ983Б, КТ983В, КТ996А, КТ996Б, КТ9116А, КТ9116Б, КТ9133, КТ9150, КТ9194, мощные КТ9142А, КТ9152А, КТ9155А, КТ9155Б, КТ9155В. При этом мощные приборы, как правило, предназначены для использования в двухтактных схемах и состоят из двух транзисторов, размещенных в одном корпусе. Такие транзисторы получили название балансных; балансными называют и двухтактные схемы, построенные на них. Некоторые зарубежные фирмы в УМ ОВЧ диапазона используют специально разработанные для ТВРС полевые транзисторы. Маломощные ступени усиления, как правило, широкополосны и перекрывают по частоте один или несколько ТВ диапазонов. При проектировании этих каскадов используют методы расчета режимов транзисторов, изложенные в гл. 2; синтез широкополосных согласующих цепей выполняют на основе материалов гл. 3. Неравномерность АЧХ тракта в рабочем диапазоне частот может составлять 3...4 дБ. Для поддержания постоянного уровня мощности на выходе тракта во всем диапазоне используют автоматическое управление сквозным усилением тракта (см. пример в конце параграфа). Опыт построения мощных транзисторных УМ в ТВРС привел к разработке фирмами-производителями типовых усилительных модулей мощностью 200...300 Вт. Используя схемы сложения этих модулей, получают выходные мощности в единицы киловатт и более. Типовой модуль транзисторного усилителя мощности. Типовой модуль мощного транзисторного УМ представлен на рис. 7.18. Он состоит из двух идентичных балансных УМ: Ус1 и Ус2. На входе типового модуля стоит квадратурный мост деления мощности W13, на выходе - квадратурный мост сложения W14. Оба моста выполнены 6 >-  J W15 f rz * Лег] J Рис. 7.18 на основе 3-дБ направленных ответвителей (НО) на связанных линиях с боковой или лицевой связью или на отрезках специальных двухпроводных кабелей (см. гл. 3). Использование квадратурной схемы позволяет: ослабить взаимное влияние двух балансных схем и упростить согласование их входных цепей; обеспечить подавление отраженных волн на выходе модуля при его работе на несогласованную нагрузку (фидер). Заметим, что при несогласованной на выходе модуля нагрузке возникает перекос режимов транзисторов Ус1 и Ус2, что приводит к перегрузке одного из приборов. Поэтому на выходе моста сложения W14, особенно в диапазоне УВЧ, целесообразно предусмотреть включение циркулятора. Рассматриваемый модуль позволяет получить мощность на уровне передачи синхроимпульса от 300 Вт в диапазоне ОВЧ до 200 Вт в диапазоне УВЧ при работе в режиме СУ. При отказе одного из усилителей модуль в целом продолжает работать при снижении выходной мощности на 6 дБ при условии, что балластные сопротивления R2 и R3 рассчитаны на рассеивание 25 % мощности на входе и выходе модуля. Вариант схемы балансного Ус1, приведенный на рис. 7.18, разработан для диапазона 470... 810 МГц; в индуктивных ветвях стоят полос-ковые линии (ПЛ). Для противофазного возбуждения балансного транзистора используют симметрирующий трансформатор W2. Он выполнен на отрезке кабеля, заземленном со стороны распространения синфазной волны через блокировочный конденсатор С5. Для улучшения балансировки методом печатного монтажа введен отрезок ПЛ W1, который выполняет роль аналога оплетки кабеля при подводе питания к транзистору, возбуждаемому напряжением по центральному прово- Щ ду трансформатора W2. Элементы СЗ, С4, W3, W4 образуют входное согласующе-фильтрующее устройство (СФУ). На выходе балансной схемы установлен выходной симметрирующий трансформатор W1, конструктивно выполненный аналогично W2. Выходное СФУ построено на элементах W6-W9, С8, С9. Отрезки ПЛ W5 и W12 выполняют роль блокировочных дросселей в цепях подачи коллекторного напряжения Ек- Параллельно радиочастотным конденсаторам блокировки Cl и С7 (десятки-сотни тысяч пикофарад) включают электролитический конденсатор СИ емкостью в сотни микрофарад для снятия паразитной модуляции. Эта модуляция может появиться из-за заметного падения напряжения на выходном сопротивлении источника питания коллекторов, поскольку сопротивление нагрузки, создаваемое транзисторами для источника питания, низкоом-но. Аналогично выполнена блокировка и в цепи подачи напряжения смещения на базы транзисторов Е^- Последовательно с электролитом Сб включен антипаразитный резистор R1 порядка 1 Ом для устранения возможных резонансных явлений в полосе видеочастот. Для обеспечения максимальной линейности усиления схема требует тщательного выбора рабочей точки балансного транзистора в режиме молчания (в отсутствие радиосигнала). Опыт показывает, что статическая дифференциальная крутизна (5-параметр вольт-амперной) или ампер-амперной входной характеристики транзистора в режиме молчания должна быть равна половине его статической дифференциальной крутизны (5-параметра) на линейном участке характеристики. Все напряжения питания транзисторов стабилизированы. Для термостабилизации режима транзисторов используют схему управления напряжением смещения Ев по сигналам с термодатчика. Модуль имеет защи.ту от рассогласования нагрузки (КСВН > 1,5), от превышения допустимого уровня температуры радиатора усилителя (например, более 80 °С), от перегрузки транзисторов по току. Так как транзисторы работают в режиме АВ, то для их быстродействующей защиты достаточно снять напряжение возбуждения со входа модуля (запирают одну из предшествующих ступеней усиления ). Расчет энергетического режима транзисторов выполняют в режиме пиковой мощности, режиме передачи черного поля и в среднем режиме. Для высокоэффективных транзисторов в режиме пиковой мощности относительное напряжение на коллекторе,J = Uk/Ek 0,75 .. .0,7. В этом режиме не должны быть превышены максимально допустимые напряжение на коллекторе и ток коллектора. Угол отсечки коллекторного тока по аппроксимированной характеристике выбирают равным 90°. При расчете режима СУ среднеэффективные значения амплитуд тока 7,1 и поправочные коэффициенты ко при расчете токов Io берут из табл. 7.5. Расчет коэффициента усиления мощности и входной цепи транзистора производят в соответствии с методикой, изложенной в гл. 2. Из расчета коллекторной цепи определяют эквивалентное сопротивление 7?э- При Ек = 2В В эта величина обычно лежит в пределах 3 Ом на одно плечо двухтактной схемы. Далее оценивают полосу частот, в кото- рой согласно теореме Боде транзистор т может обеспечить усиление без существенных отклонений АЧХ: Д/п = = 1/4ЯэСэ, где Сэ - эквивалентная Рис. 7.19 выходная емкость одного плеча тран- зистора. Если Д/п оказывается меньше, чем заданное перекрытие частот для проектируемого УМ, то приходится применять несколько модификаций усилителя по поддиапазонам, обычно не более двух. Однако большинство транзисторов для УВЧ усилителей ТВРС позволяют перекрыть диапазон частот 470...860 МГц. Синтез выходных и входных широкодиапазонных СФУ выполняют в соответствии с рекомендациями гл. 3. При проектировании входных цепей УМ для трансформации низкоомных сопротивлений транзисторов часто используют преобразование Нортона. Следует также учитывать встроенные схемы согласования в корпусах ряда транзисторов. Проектирование СФУ модуля можно упростить, если разрабатывать модуль не для широкодиапазонного тракта, а для определенного ТВ канала. При этом достаточно выполнить требования к АЧХ и ФЧХ в полосе заданного канала. Тогда входные и выходные СФУ можно проектировать как низкодобротные двухконтурные колебательные системы с широкой полосой пропускания. Эквивалентная схема СФУ для одного плеча балансной схемы представлена на рис. 7.19, где отрезки ПЛ заменены эквивалентными индуктивностями, а выходная емкость и индуктивность вывода коллектора транзистора обозначены как Свых и Ьк- Выберем для СФУ чебышевскую АЧХ с неравномерностью yd = 0,15 .. .0,25 дБ в относительной полосе X - ±1. Из (7.1) получаем 6 = {Утя.х~)/Утах Д^ 2/тах = ОДУй- Далее из (7.4) определяем ai = 2\Wb-b, 2 = \/bJo. Задаваясь Qx х 3, находим полосу пропускания при расстройке х = = ±1: 2Afo = aifo/Qi, добротность второго контура Q2 = а2/о/(2Д/о), где /о - центральная частота ТВ канала. Обычно 2Д/о в УВЧ диапазоне оказывается порядка 100 МГц. Следовательно, в полосе ТВ канала ±4 МГц отклонение АЧХ составляет сотые доли децибела. Так как тракт усиления содержит несколько ступеней, то суммарное отклонение АЧХ в канале можно ожидать менее 0,15 дБ. Выбор элементов контуров производим из условия согласования с нагрузкой R. Если задаться стандартным значением = 50 или 75 Ом и принять Cs = С9, то 2С8/Свых ~ \/2Рэ/Ra, Хьбэ = Свых + 2С8 - Lk, ХЬ8э = 2г;2С8. Для более точного расчета элементов схемы можно воспользоваться материалами гл. 3. Особенности широкополосного транзисторного УМ, работающего на ламповый каскад. Транзисторный УМ, работающий на ламповый (например, оконечный) каскад канала изображения телевизионной радиостанции, должен, как и в случае, когда он является выходным, сохранять работоспособность при рассогласовании нагрузки, которое здесь даже более вероятно (при смене ламп, перестройках и т.п.). Кроме того, его АЧХ должна слабо зависеть от этого рассогласования. Выполнение таких требований облегчается, если на выходе рассматриваемого каскада включен невзаимный элемент (ферритовый циркулятор)-или он сам построен, как указывалось ранее, по квадратурной схеме. Мощность, отраженная от входа лампового каскада, выделяется при этом или в его балластной нагрузке, или, но лишь частично, в балласте моста квадратурного сложения. Остальная часть отраженной мощности поглощается в последнем случае в складываемых транзисторных усилителях, изменяя противофазно их режимы и входные сопротивления (из-за большой обратной связи через емкость коллекторного перехода Ск). Неидентичное изменение входных сопротивлений плеч квадратурной ступени приводит к рассогласованию на входе этого каскада и т.д. Из-за наличия указанной обратной реакции через квадратурную ступень с целью обеспечения стабильности АЧХ тракта УМ оказывается необходимым включать циркулятор также на входе этой ступени. Максимальное значение амплитуды коллекторного тока транзисторов, работающих в схеме квадратурного сложения, так же, как и для отдельно работающего транзистора, определяют выражением гк = к .(1 ± Г„,ах), где гктах - амплитуда импульса коллекторного тока при работе на согласованную нагрузку; Гтах - модуль максимального коэффициента отражения. Учитывая возможность рассогласования, для сохранения линейности УМ напряжение источника коллекторного напряжения необходимо выбирать не ниже к max (1-Гтах) + С/к(1 + Гтах), где Uk - амплитуда напряжения на коллекторе при согласованной нагрузке, т.е. дополнительно понижать коэффициент использования коллекторного напряжения. Пример транзисторной ТВРС. Рассмотрим структуру телевизионного передатчика Онега , выпускаемого АООТ МАРТ в Санкт-Петербурге для работы в одном из ТВ каналов IV-V диапазонов (21... ...60). ТВРС работает в режиме совместного усиления радиосигналов изображения и ЗС. Выходная мощность радиосигнала изображения на уровне синхроимпульса - 1 кВт; мощность радиосигнала ЗС - 100 Вт. Станция потребляет не более 4 кВт в режиме передачи черного поля. Качественные показатели станции обеспечиваются при ее работе на нагрузку сопротивлением 75 Ом при КСВН не более 1,5. На вход станции подают сигнал изображения с пиковым уровнем 1 В на сопротивлении 75 Ом и сигнал ЗС уровнем 0,775 В на сопротивлении 600 Ом. ТВРС тш >- WO мВт дел бчм-wo >lmwH Ус? - да - чау\ Печ- 5ум-100 sw-m Сум 1кВп Рис. 7.20 включает возбудитель, УМ, коммутатор и сумматор, обеспечивающие резервирование станции и увеличение выходной мощности до 2 кВт. Структура транзисторного УМ передатчика Онега приведена на рис. 7.20. УМ построен на двух линейках усиления, каждая из которых состоит из блоков усиления мощности БУМ-100 с выходной мощностью 100 Вт и БУМ-600 с выходной мощностью 600 Вт. На выходе УМ установлен сумматор Сум. БУМ-100 - четырехкаскадный усилитель мощности. На его входе стоит фазовращатель с дискретным изменением фазы от О до 100° с шагом 15.. .20°. За i-iiirJi следует управляемый аттенюатор Атт, выполненный на основе 3-дБ квадратурного моста, в плечи которого включены диоды с переменным сопротивлением типа КД413А. Регулировка управляющего напряжения на диодах меняет ослабление проходящей на выход моста мощности в пределах -1...-10 дБ. УМ1 построен на гибридной микросборке MHL8118 фирмы Motorola; его коэффициент усиления Кр = 17 дБ. Каждый из последующих Ус2-Ус4 содержит два транзистора, включенных по квадратурной схеме, что обеспечивает устойчивость усиления и развязку транзисторов. В Ус2 применены транзисторы КТ983Б, 7-;: = 8 ... 10 дБ; в УсЗ - транзисторы КТ9194А, Кр = 10 ... 12 дБ. Транзисторы работают в режиме А. В Ус4 применены транзисторы BLV861 фирмы Philips, работающие в классе АВ. Усиление каскада 10... 12 дБ. На выходе БУМ-100 стоит рефлектометр, измеряющий выходную мощность. По уровню измеренной мощности блок управления Упр вырабатывает напряжение, управляющее аттенюатором так, чтобы выходная мощность на уровне синхроимпульса составляла 100 Вт. Сс/м >- Дел <РВ 1ыкг I jtoj [Вал г УПР -1 М Д ПЕРЕДА ВЙ1 отм
г СЕТЬ-1 ООО АВ С о о о о о о о о о о о о о □ 6УМ-б00 о о о о о о о о о о о о о ЕГЗ БУм-боа ООО ООО о о о о БИМ-200 В1В-2Е пгс пгс скс гтис 6УМ-200 ООО О о О ООО о О О ° а о о о о о о о о о о о о о Q-J БУМ-600 о о о о о о о о о о о о о Г~1 6УМ-600 510 м-м  Рис. 7.22 функциональная схема БУМ-600 представлена на рис. 7.21. Блок состоит из входного делителя мощности на 3 Дел, трех одинаковых усилителей Ус мощностью 180...210 Вт каждый и сумматора Сум. Сумматор построен по обычной синфазной схеме; мощность на его выходе составляет 550. ..600 Вт в пике синхроимпульса. Входной делитель на три обеспечивает синфазное возбуждение трех модулей Ус. Делитель выполнен на двух 3-дБ квадратурных конструктивно идентичных НО. Электрическая длина НО W1 меньше 90° {m£wi 55°), что обеспечивает ослабление сигнала на его выходе 2 на 5,2 дБ (в 3 раза по отношению к входному). Электрическая длина НО W2 равна 90°, так что мощности сигналов на его выходах 2 и 3 составляют половину мощности сигнала на входе 1 (ослабление 3 дБ). Таким образом, по отношению к выходу 3 сигнал на выходе 1 делителя запаздывает на mlwi, а на выходе 2 на 90° -Vmi-wi- Для компенсации фазовых сдвигов на входах Ус поставлены фазовращатели, выполненные на ПЛ с переключаемыми перемычками, что позволяет вводить фазовые задержки на 90...220° и обеспечивать вместе с тщательно подобранными длинами соединительных кабелей расхождение фаз сигналов усилителей не более чем на 5°. Усилители Ус построены по схеме рис. 7.18 на транзисторах BLV862 фирмы Philips. На выходе каждого Ус установлен циркулятор Ц для поглощения отраженных волн в балластных нагрузках Бал. Внешний вид стойки ТВРС Онега показан на рис. 7.22. Стойка и входящие в нее блоки выполнены из унифицированных элементов конструктивного стандарта 19 ЕВРОБАЗА. Все блоки одинаковы по габаритам: 482,6x177,0x514,0 мм. Масса стойки составляет 170 кг для передатчика с резервом и 110 кг для передатчика без резерва. Верхний этаж стойки занимает блок управления; последовательно ниже - два БУМ-бОО, БУМ-200 и возбудитель. Возбудитель выполнен в виде набора выемных кассет: частотного модулятора МЧ, амплитудного модулятора МА, повышающего преобразователя ПГС и синтезатора СКС. В варианте исполнения станции с резервированием (замещением) на этой же полке помещают второй комплект перечисленных кассет, а ниже блока возбудителя устанавливают резервные блоки БУМ-200 и два блока БУМ-бОО. В этом случае в комплект станции входит антенный переключатель. Переход на резерв происходит автоматически по критерию снижения выходной мощности до 40 % от номинальной при наличии сигналов видео и ЗС на входе станции. Размещение в стойке двух идентичных УМ позволяет также с помощью дополнительного суммирующего устройства увеличить выходную мощность станции до 2 кВт. 7.7. Проектирование каскадов тракта ПЧ радиосигнала изображения Проектирование модулирующего каскада и формирователя АЧХ. Структура тракта и назначение отдельных каскадов были рассмотрены в § 7.2 (см. рис. 7.2). В 80-е годы модулирующий каскад строили по диодной кольцевой балансной схеме [1.1, 2.1, рис. 7.19]. В  Рис. 7.23 настоящее время модуляцию выполняют на специализированной ИС балансного смесителя на частоте 38 МГц. Формирователь АЧХ (ФАЧХ) строят, как полосовой фильтр на ПАВ [7.8]. По своей природе фильтры на ПАВ являются цепями неминимально-фазового типа, что позволяет задавать отдельно требования к АЧХ и ФЧХ и при разработке ТВРС для конкретных каналов вводить требуемую предкоррекцию ФЧХ непосредственно в фильтр на ПАВ. Так как фильтры на ПАВ вносят большое затухание (-26.. .-30 дБ), то до и после ФАЧХ ставят дополнительные усилители для получения общего коэффициента усиления 40... 60 дБ. Эти усилители выполняют на ИС, например S868T производства фирмы TEMIC Semiconductors. Кроме того, следует обеспечить постоянство температурного режима фильтра на ПАВ. Проектирование активного фазового предкорректора. Как было сказано, при разработке ТВРС для определенного ТВ канала не возникает необходимости во введении предкоррекции ХГВЗ и нели-нейностей в тракте ПЧ. В универсальных возбудителях эти предкоррек-торы необходимы. Предкоррекцию ХГВЗ наиболее удобно выполнять на основе активных фазовых корректоров на уровне мощности порядка- десяти милливатт. Упрощенная принципиальная схема одного звена такого корректора и векторная диаграмма, поясняющая ее работу, приведены на рис. 7.23. Схема тождественна схеме мостового фазовращателя. В ней применены симметрирующие трансформаторы на линиях и сложный контур (LC1C2), эквивалентный последовательному (с параметрами Ьэ и Сэ на средней частоте настройки звена /о,). Для улучшения балансировки схемы выходные зажимы трансформаторов Т1 и Т2 подключают в точках R и Cl к корпусу через подстроечные конденсаторы малой емкости, около 10 пФ (на рис. 7.23 не показаны). Требуемую ХГВЗ устройства формируют путем сложения задержек, вносимых несколькими последовательно соединенными звеньями, частоты настройки контуров которых смещены друг относительно друга. Корректор рассчитывают в следующем порядке: 1. Определяют (рассчитывают или лучше измеряют) ХГВЗ передатчика. 2. По ХГВЗ передатчика находят требуемую ХГВЗ корректора и максимальный перепад ГВЗ в секундах (Агщах) в данной полосе частот в герцах (2А/) телевизионного канала на ПЧ. 3. Оценивают требуемое число корректирующих звеньев: п > (1,05...1,1)2A/Aw. 4. Рассчитывают частоты настройки контуров звеньев: /о = /н + +[2Д (п + 1)]г, где г - порядковый номер звена; /д - нижняя граничная частота ПЧ канала. 5. Определяют параметр контуров звеньев Гтах 0,35\/(dr/c(f)max. Здесь {dT/df)max - максимальная крутизна склона требуемой ХГВЗ корректирующего устройства в целом вблизи границы канала (она определяется в основном ХГВЗ крайних по частоте звеньев). 6. Рассчитывают ХГВЗ всего устройства: Ее сравнивают с требуемой и при необходимости значения fi и Тщах уточняют. По уточненным значениям foi и Тщах рассчитывают основные элементы звена в предположении, что сопротивление нагрузки фазовращателя Rh задано (около 1 кОм; определяется входным сопротивлением выходного усилителя), емкости Ci и Сг примерно равны, добротность эквивалентного контура Q около 50: 2 47гДн/ог г . г f Си \ , Си + С2 - Заметим, что обычный последовательный контур применить не удается вследствие нереализуемости его параметров; по этой же причине может потребоваться внести коррекцию в расчет, изменив соотношение емкостей, т.е. выбрать Ci < С2. Применение активных фазовых звеньев позволяет при необходимости ввести предыскажения АЧХ практически без нарушения формы ХГВЗ (изменением величины резистора R). К расчету каскада предкоррекции нелинейности. Основная нелинейность возникает в УМ вблизи уровня гашения и особенно на участке передачи синхроимпульсов. Именно в этих областях и следует предусмотреть растяжку амплитудно-модулированных сигналов ПЧ. Ее можно осуществить на мощности порядка десятков милливатт в специальном каскаде (работающем в режиме класса А) с зависящей от уровня сигнала глубиной отрицательной обратной связи (рис. 7.24). Здесь при прохождении AM колебания ПЧ, амплитуда которых больше половины запирающего напряжения Ео, происходит поочередное отпирание диодов VD1 и VD2 и частичное шунтирование эмиттерного сопротивления с соответствующим увеличением коэффициента передачи каскада.  Результирующее (эквивалентное) эмиттерное сопротивление, обеспечивающее необходимое форсирование коэффициента передачи, может быть Найдено по формуле Ri = R. {1-N)Rk 2KoRNai f 1-N\ 1 + 2NaiJ где Rj - эмиттерное сопротивление, определяющее начальную (в линейном режиме) глубину обратной связи; R - коллекторное сопротивление; Ко - коэффициент усиления каскада без учета действия обратной связи (т.е. при IL, = 0)] N - относительное значение крутизны амплитудной характеристики корректируемого тракта на нелинейном участке (по сравнению с линейным); ai - коэффициент первой гармоники косинусоидального импульса при 9 = arccos(l - AU/Ubx), причем Ubx - амплитуда входного сигнала; AU - доля амплитуды входного сигнала, приходящаяся на корректируемый участок амплитудной характеристики. Как следует из рис. 7.24, 7J on = К!Рэ/{Рэ-R)-ris, где г. - сопротивление отпертого диода. Чтобы обеспечить необходимые пределы изменения коэффициента усиления корректирующего каскада, начальная глубина обратной связи в нем должна быть выбрана так, чтобы выполнялось условие Ко{Рэ/Рк) > (1 - N)/{2Nai). Для получения минимальных значений и обеспечения температурной стабильности работы корректирующего каскада напряжение, прикладываемое к диодам VD1 и VD2, должно быть достаточным для их надежного отпирания с использованием части линейного участка вольт-амперных характеристик. Применяя введенное ранее обозначение (Део) для протяженности (по оси напряжений) начального (нелинейного) участка этих характеристик и учитывая, что амплитуда напряжения Ubx на входе корректора не меньше напряжения в его эмиттерной цепи, находим, что необходимо иметь Ux > Део/(1 - cos), где значение 9 уже указывалось выше. Наличие у вольт-ампер ных характеристик диодов упомянутых нелинейностей делает изгибы амплитудной характеристики корректора более плавными. Разработка предкорректора интермодулящюнных искажений. Предкорректор интермодуляционных искажений (ПКИМИ на 1 ... 24 25 26 27 28 29 30 ... 33 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||