Главная » Книги и журналы

1 ... 22 23 24 25 26 27 28 ... 33

у а max hocm Camin

Рис. 6.6

Рис. 6.7

По полученным значениям токов / ,

/атах И напряжениям Camm И (риС. 6.6)

можно отметить точки а w д. Проведенную через эти точки прямую можно рассматривать, с некоторым приближением, как динамическую характеристику. (Методика более точного расчета и построения динамической характеристики указана в [1.1, § 2.3 и § 7.10].) Для полученного режима по СХ для токов с и ic2 определяют значения /с max и /с2тах при бетах И fiamin- Далее, пользуясь соотношениями, приведенными в любом учебнике (например, [1.1, § 2.10]), по полученным параметрам Camin. amax. famax. Plmax. fcmaxi

cmaxi c2max рассчитывают Bce остальные электрические параметры анодной и

сеточных цепей: /almax, /аОтах, Ро max, PaHmaxi Vamaxi fcmaxi 7c0maxi Pc20 maxi clmaxi cOmaxi .Pcimax, cO max/ >

= Pi max/Pic max-

Средние значения мощностей Picp, Pocp. Pc20cp. ан.ср; a также КПД i T]a,cp можно рассчитать по формулам, имеющимся в [1.1, § 7.9]. Для современных генераторных тетродов необходим учет тока покоя. В этом случае расчетные формулы принимают вид

Plcp = Plmaxi Роср - Ротах{Х + /Зи),

Plcp/Pocp-

Устал

Рис. 6.8

К

Рп = Sin/7a0max; Рс20 - Pc20max.;

Ран.ср - Роср Pli

Здесь X и - параметры заданных для проектируемого передатчика групповых сигналов (см. табл. 6.1); Рп - относительный ток покоя; S = 0,25...1.

Коэффициент усиления по мощности Кр при работе без токов или с малыми токами управляющей сетки и без учета потерь в изоляции, в экранах и на излучение принимает бесконечно большое значение. Однако не следует полагать, что в этих условиях можно обеспечить нормальную работу мощного каскада при возбуждении его от очень маломощного предварительного усилителя, т.е. при очень большом сопротивлении между управляющей сеткой и катодом выходной лампы. При этих условиях каскад может самовозбудиться,

В § 2.11 приведена методика расчета Крдоп Для режима устойчивого усиления. Определив Крдоп, можно найти Рстах = Palmax/Крр,оп

и далее - величину балластного сопротивления, которое нужно включить по ВЧ между сеткой й катодом для поглощения мощности предварительного каскада:

6 = f/cmax/(2Almax)-

Мощность предоконечного каскада ПОК можно определить из

PlnoK = Рс1тах/ 7кс.пок, ГДе орИеНТироВОЧНО ?7кс.пок 0,5.

Если лампа выходного каскада должна работать с токами управляющей сетки, входное сопротивление Дс = Uc/hi сильно меняется и предоконечный каскад работает на нелинейную нагрузку. Вследствие этого возникают дополнительные нелинейные искажения. Для их снижения, т.е. для линеаризации нагрузки ПОК, включают на входе лампы ОК балластное сопротивление Дб [11, рис. 3.2 и 7.3,е]. Величина сопротивления Дб выбирается меньше Д<;min = Ucmax/Icira&x- Требуемое повышение мощности ПОК = Ршок = РшоКтах/РсХ max = 1 -Ь при выбранном режиме жо = \Ec\/Ucm3.x < 1 при > О и принятой величине балластного сопротивления v = Rcmm/Рб можно определить по графикам рис. 3.2 в [6,17], Например, если требуется получить вследствие искажения напряжения возбуждения дополнительные искажения не больше Kj3 = -60 дБ при ж = 0,99, то требуется выбрать Дб = Дст1п/б4 и увеличить мощность ПОК в 64 раза.

Если лампы должны работать в схеме с общей сеткой, расчет параметров цепей следует вести с учетом особенностей этой схемы [1.1, с. 71-74].

Изложенная выше методика расчета режима лампы генератора с внешним возбуждением целесообразна при необходимости получить достаточно точные результаты и может быть использована при наличии подробных статических характеристик ламп в сравнительно крупном масштабе (8x8 см). Если же по каким-то причинам нет возможности воспользоваться анодными характеристиками, расчет можно вести и по табличным данным (i?a, с2. S, Srp, D, Е[), но имея в виду, что точность его будет тем ниже, чем больше разница между Pihom Pi max- Расчет в этом случае проводится в следующем порядке: 1)

по известным Pi max. а. Е', в, Srp определяют rpi 2) в качестве рабочего значения щах принимают значение, несколько меньшее гр: .тах = (0,8 .. .0,9Хгр;- 3) определяют J/amax = max-a И далее рас-считывают все электрические параметры анодной и сеточной цепей по указанным выше методикам.

Проверка приемлемости принятых исходных данных и результатов расчета параметров режима усилительных ламп в передатчиках, которые рассчитаны на длительную работу при Рвых = PiAmax (группа а), производится по выполнению следующих неравенств для максимального режима;

с20 max

Р

с20доп,

Для усилителей, работающих в передатчиках, для которых средняя отдаваемая мощность при работе с ОМ Pi-p всегда меньше Pi max (группа б), а отдаваемая мощность в телеграфных режимах Р1тлг PicpOM. проверка приемлемости принятых режимов проводится при выполне--нии следующих неравенств:

Ра.ср Ра.доп.

сгОср

Р

с20доп.

Рс.ср Рс.

Здесь Ра.ср должно быть вычислено для того группового сигнала из заданных для проектируемого передатчика, для которого отношение Х'/Х минимально.

Система охлаждения и источники питания выходных усилителей для передатчиков группы а должны рассчитываться для максимального режима, а для передатчиков группь! б - для средних мощностей Роср. Ра.ср и Рс20ср- Емкость ВЫХОДНЫХ конденсаторов фильтров в источниках питания, спроектированных на среднюю потребляемую мощность, в последнем случае должна быть выбрана с учетом необходимости запаса значительной энергии и расхода ее в те интервалы, когда усилитель отдает почти максимальную мощность. Эту емкость Свых.ф можно ориентировочно определить из Свых.ф 20110т&к/Е^, где - длительность выбросов огибающей группового сигнала над уровнем (1,5 .. .2)[/ог.ср (можно брать <в 1 - - - 2 мс); /аОтах Vi Еа - постоянная составляющая анодного тока и напряжение анодного питания усилителя. Коэффициент 20 гарантирует снижение Еа в максимальном режиме не более чем на 5 %.

Наиболее точный и подробный расчет режимов ламп для любого каскада по схеме с ОК можно выполнить на ЭВМ по программам LUARA и LUARA3, а для каскада по схеме с ОС - по программам LUARA7 и LUARA2. Сравнительно полное описание программы LUARA дано в [6.6; 6.11], там же приводится инструкция по подготовке исходных данных. В результате расчета можно получить мгновенные значения токов, напряжений и мощностей для анодной цепи и цепей управляющей и экранирующей сеток, а также необходимые средние значения энергетических параметров и коэффициентов нелинейных искажений 3-го и 5-го порядков при загрузке усилителей в соответствии с рекомендациями МККР.

Расчет режима транзисторов. В современных передатчиках с ОМ широкое использование транзисторов ограничивается лишь требованиями малых нелинейных искажений и большим числом транзисторов при мощности передатчика выше 1 кВт, Выбор транзисторов по частотным свойствам для усилителей с высшей рабочей частотой /в производится исходя из следующих условий:

Для недонапряженного режима .............................. Д < 3/i 3o

Для ключевого режима...................................... 0,1/т

Для ключевого режима при ШИМ ........................... /такт < /т/ЮО

В последнее время из всех каскадов предпочтение отдают полевым транзисторам МДП.

В предварительных каскадах лампово-транзисторных передатчиков и полностью транзисторных необходимо, не считаясь с низким КПД каскадов и сложностью схемы, путем снижения напряженности режима получить минимально возможный уровень нелинейных искажений. Поэтому здесь транзисторы работают в недонапряженном режиме с колебаниями класса А. В каскадах мощностью в единицы ватт схема однотактная, при большей мощности - схема двухтактная с небольшой ООС по току для снижения влияния разброса транзисторов на симметрию каскада. Методики расчета каскадов в этом режиме приведены в гл. 2, а также в [1.1; 2.3] и др.

В оконечных каскадах маломощных транзисторных передатчиков (1...100 Вт) можно использовать двухтактные схемы с транзисторами в недонапряженном режиме и классе В. Методики расчета параметров этих усилителей имеются в гл. 2, а также в [1.1; 2.3] и др.

В предварительных каскадах мощных ламповых передатчиков (100... 500 кВт) могут также использоваться современные биполярные и полевые транзисторы большой мощности (100... 250... 500 Вт). Каскады мощностью от 1 до 5... 10 кВт строятся по блочной схеме (см., например, рис. 1.15). Каждый блок может содержать несколько параллельно включенных двухтактных усилителей в недонапряженном режиме и классе В. Общая выходная мощность блока обычно не превышает 2. ..3 кВт. Как правило, усилительный блок дополняется индивиду-, альным блоком питания.

В каскадах передатчиков с раздельным усилением (метод Кана) в радиочастотном тракте транзисторы работают в ключевом режиме при постоянном напряжении питания и резистивной нагрузке. В двух последних каскадах (ОК и ПОК) транзисторы работают также в ключевом режиме, но при питающем напряжении, изменяющемся по закону огибающей сигнала с ОМ. Методики расчета параметров ключевых режимов транзисторов имеются в гл. 2, а также в [1.1 и 2.3] и др.

6.6. Расчет элементов схем

Правила построения схем ламповых и транзисторных передатчиков, а также методики расчета их элементов изложены в гл. 2 и 3 и в [1.1,

гл. 3; 2.1, гл. 2; 2.3, гл. 3-5, 7; 1.44, гл. 3 и 4]. В [6.5 и 6.12] приводятся описания и схемы ряда серийных передатчиков. Поэтому на примере одной схемы рис. 6.5 рассмотрим особенности построения предоконечных и оконечных каскадов лампово-транзисторных передатчиков с ОМ.

На рис. 6.5 представлены ламповая и транзисторная части радиочастотного тракта, включающие два последних, самых мощных каскада: оконечный усилитель 1 и предоконечный усилитель, состоящий из четырех блоков Б1-Б4. Выше уже шла речь о том, что число блоков в ПОК может отличаться от четырех, а число двухтактных схем в одном блоке может быть больше одной. Все зависит от необходимой мощности ПОК и используемых транзисторов. Хотя на схеме рис. 6.5 изображены биполярные транзисторы, здесь могут применяться и современные мощные полевые транзисторы, причем конфигурация схем почти не меняется.

Все особенности схем и режимов в каскадах передатчиков с ОМ в основном направлены на повышение линейности модуляционной характеристики и стабилизации режимов в усилительных каскадах.

Первый вопрос после выбора типа транзисторов (БТ или ПТ), который приходится решать при проектировании целиком транзисторных или транзисторной части лампово-транзисторных мощных передатчиков, - это определение числа каскадов. При выходной мощности пере- датчика до 0,5 Вт, как правило, достаточен один каскад, при мощности же 1...5 кВт может потребоваться 5-6 каскадов.

Чтобы получить минимальное число каскадов, следует воспользоваться правилом: коэффициент усиления транзисторного каскада по мощности Кр пропорционален произведению Кр и Р{ для номинального режима (см. таблицы в гл. 1) и обратно пропорционален требуемой мощности: Кр = Р^К'р/Pipee- Например (см. табл. 3.1 из [2.3]), для транзистора 2Т951В при / = 80 МГц, Р{ 3 Вт и К'р = 15 .. .40 (примем 20). В каскаде с выходной мощностью Pi = 0,5 Вт можно получить Кр 120 и входная мощность может быть равна Рвх и 4 мВт.

Следовательно, если выбирать для маломощных каскадов транзисторы со значительным запасом по мощности (например, в 5. . . 10 раз) и по мере увеличения мощности каскадов снижать запас, то можно получить в тракте минимальное число каскадов, высокую линейность усиления всего линейного усилителя благодаря очень малым нелинейным искажениям в первых, маломощных каскадах и возможности введения глубокой ООС в последних мощных каскадах. При этом КПД всего усилителя увеличится незначительно, поскольку он определяется последними наиболее мощными каскадами.

Если допустить, что коэффициенты усиления Kpi являются членами убывающей геометрической прогрессии, причем эти коэффициенты уже выбраны для первого Kpi и последнего KpN каскадов, а также заданы PiBx - мощность на входе ЛУ и Рхвых - мощность на выходе ЛУ, т.е. известен коэффициент усиления всего Л У Sp = Рхвых/Рхвх. то число каскадов можно определить по формуле Л' = 2\п Sp/ \п KpiRpN Величина Л' может быть смешанным числом, его следует округлить. При округлении в сторону большего целого числа Sp окажется больше

Рис. 6.9

заданного; целесообразно уменьшить Api и наоборот. Коэффициенты всех каскадов можно найти из следующих соотношений: знаменатель прогрессии глг = {Kpn/Kpi) , коэффициент усиления каскада с номером г N KpN = Kpi(rN - 1). Например, при Ргых. = 5 кВт PiBx = 5 10-2 g. j 5Q jp 5 получим Sp = 1 10 N = 5,004 (принимаем N = 5), г = 0,562 и коэффициенты усиления каскадов: Kpi = 50; Кр2 = 28,2; Крз = 15,9; Kpi = 8,9 и Кр5 - 5. Чтобы исправить ошибку округления, можно увеличить, например, Kpi до значения 50,12.

В маломощных каскадах (до 1...5 Вт) выбирается однотактная схема и очень слабое использование транзисторов по мощности Р\ = = Pihom/(5 .. . 15). Транзистор должен работать с колебаниями класса А на согласованную резистивную нагрузку. В более мощных каскадах применяются двухтактные схемы. Для повышения симметрии плеч усилителя в цепи эмиттера (или истока) обычно включают небольшие не-шунтированные резисторы. Кроме уменьшения влияния разброса параметров транзисторов эти резисторы создают ООС по постоянному и переменному токам, благодаря чему стабилизируется режим транзистора и уменьшаютсу).нелинейные искажения НИ (рис. 6.9, резисторы R5 и R6).

В более мощных каскадах (десятки и сотни ватт на транзистор) для повышения КПД транзисторы должны работать в классе АВ, в двухтактной схеме на рис. 6.9. Для снижения нелинейных искажений применяется ООС по току - резисторы R5 и R6, а также ООС по напряжению с дополнительной обмотки трансформатора Т2. Для коррекции частотной характеристики усилителя в рабочем диапазоне частот можно применять следующие меры: выбирать транзисторы с граничной частотой выше верхней частоты диапазона /гр > Д; применять в базовых цепях корректирующие ячейки C1R1, C2R2; параллельно обмотке трансформаторов Т2 включать конденсатор С4 и настраивать получающийся параллельный контур на частоту несколько выше /в. Такой же контур можно создать и на вторичной обмотке трансформатора Т1.

В мощных усилителях с биполярными транзисторами приходится вводить систему защиты транзисторов от перегрева и лавинообразного

нарастания коллекторного тока. Для этой цели на радиаторе транзисторов VT1 и VT2 укрепляются вблизи транзисторов термочувствительные диоды VD1 и VD2. При повышении температуры радиатора сопротивление диодов падает, уменьшается напряжение вб.э транзистора VT3, снижается ток этого транзистора и уменьшается напряжение смещения транзисторов VT1, VT2.

Более простое, но менее эффективное решение защиты мощных транзисторов получается, если смещение на базу подается с делителей напряжения R1R2 и R3R4 (см. рис. 6.8), а резисторы R2 и R3 выбраны термозависимыми и укреплены на радиаторе. Применение в делителях напряжения термозависимых диодов не рекомендуется из-за увеличения нелинейных искажений.

Для более эффективной защитьг вместо VT3, в качестве усилителя постоянного тока, применяются микросхемы [3.25, с. 106 и 132-134], а в качестве термодатчика - эмиттерный переход мощных транзисторов, размещенных на радиаторе транзисторов VT1 и VT2 (см. рис. 6.8).

Методику расчета цепей частотной коррекции можно найти в § 3.8.

Схемы связи между предоконечным (ПОК) и оконечным (ОК) каскадами передатчика рассмотрены в гл. 3. Эти схемы должны выполнять следующие задачи: 1) фильтрацию гармоник, поскольку при наличии гармоник в напряжении возбуждения ОК уровень нелинейных искажений, особенно при работе в классах АВ и В, заметно увеличивается, 2) согласование каскадов по напряжению и мощности. Это означает, что схема связи должна трансформировать анодное напряжение ПОК Ua.noK к входному напряжению возбуждения ОК Uc.oK и выходную мощность ПОК к входной мощности РвхОК-

В [1.1, рис. 3.2 и 7.36] приведены схемы двух каскадов лампового передатчика, лампа VI может работать в классе А или В. Для фильтрации гармоник (особенно при работе в классе В) служит контур LC1. Для лучшей фильтрации Ф = nQp КПД контура выбирают сравнительно небольшим: тук ~ 0,3 . . . 0,5. Согласование по напряжению производится с помощью делителя напряжения С2СЗ. При детальном расчете следует учесть, что параллельно СЗ включены 7?доп, Свх и Rbx- Для возможности устанавливать нужный режим лампы V2 конденсатор С2 делают переменным (вакуумным). Согласование по мощности достигается тогда, когда сумма Pel + Рб + Рпк - мощности возбуждения лампы V2 (определяется из расчета режима этой лампы), мощности потерь в балластном сопротивлении Pg = /2Рб и мощности потерь в колебательном контуре LC1 - становится равна Рщок, где Рщок - мощность, отдаваемая лампой ПОК. Аналогичные рассуждения можно сделать и

схемы, описанной в [1.1, рис. 7.36].

В передатчиках с транзисторным радиотрактом и одной мощной лампой в ОК назначение цепи связи аналогично. В частности, в усили-Тгеле рис. 6.5 фильтрация напряжения возбуждения выполняется непосредственно в б/1оках Б1-Б4 с помощью трансформатора Т2.

При согласовании ПОК и ОК по напряжению необходимо учитывать коэффициенты трансформации схемы сложения мощностей. В частности, на рис. 6.5 представлена трехэтажная схема сложения пар транзисторов (трансформаторы ТЗ и др.), пар блоков (трансформаторы Т4, Т5) и двух групп по паре блоков (трансформатор Т6) с коэффициентом трансформации напряжения 7\тр = 2 = 8. Если амплитуда напряжения на коллекторной цепи транзистора VT1 (и всех остальных) U, то напряжение возбуждения лампы VL1 может быть равно IU- При проектировании для каскада на VL1 определяются Uc и Pd, затем = Uc/Ктр и далее выбирается тип транзисторов VT1, VT2 и др. и напряжение коллекторного питания Е^. Здесь 7\тр - коэффициент умножения напряжения в устройстве сложения мощности отдельных блоков.

Согласование по мощности начинают с определения мощности, рассеиваемой на балластном сопротивлении. О необходимости этого сопротивления см. выше, а также в [1.1 и 5.4]. Примем коэффициент нелинейных искажений, вызванных наличием сеточных токов в лампе VT1, 7v/3c, тогда по графикам рис. 3.2 в [5.4] определим необходимые потери в Дб и трансформаторах схемы сложения: Рб.тр = PdPp- Мощность, которую должен отдавать каждый транзистор в блоках, Р[ = Рб.тр/А^тр, где Л'тр - число транзисторов в ПОК.

Пример. Из расчета каскада на VL1 (ГУ104А) получено: аэо = = \Ec\IUcm3.x = 0,99; Pel max = 31 Вт; Pcmin = 2,58 кОм. Если задать А'/зс = -50 дБ, то1У = 64; Re = 40,3 Ом; Ре.тр = 2015 Вт; Р{ = 252 Вт

В ламповых каскадах КВ передатчиков питание анодной цепи выполняется по последовательной схеме, а сеточная цепь - по параллельной схеме. Выпрямители для напряжения смещения Е^, напряжения питания экранной сетки и анода, как правило, снабжены стабилизаторами.

Расчет элементов сеточной цепи (рис. 6.5). Напряжение выпрямителя смещения Есв (1J2 . .. l,5)i?ci ток потенциометра R5 принимают равным /5 = (5 ... 10)7со max- Если напряжение на выходе трансформатора Т6 Ue = Uc, то принимают Сс w (20... 50)Сбх, если же Ue > Uc, то создают делитель напряжения, при котором Uc = = Ui6Cbx/{Cbx+Co), и из этого уравнения определяют величину Со- Индуктивность дросселя Lc определяют из условия u) Le = (3 .. .10)Zbx, где Zbx - входное сопротивление лампы VL1, а величина блокировочного конденсатора Сс - (5 ... 10)/(u)Le). При отсутствии тока первой сетки вместо дросселя Lc можно поставить резистор Re.

Цепь экранирующей сетки должна питаться от стабилизированного выпрямителя. Блокировочные элементы в цепи экранной сетки Сб = = 200Свых. где для тетродов Свых = Сас2. дроссель Lc2 = (3 ... 5)/и)2Сб.

Колебательная система в анодной цепи лампы ОК должна обеспечивать необходимую фильтрацию Фнеобх, согласование эквивалентного сопротивления нагрузки лампы Дэ и входного сопротивления фидера Дд. Методические указания к расчету ВКС имеются в [1.1, § 3.9] и в гл. 3 этой книги. Дроссель в анодной цепи L выбирают по условию 7,а (8...10)7,1.

Поскольку в современных передатчиках ламповые каскады выполняют по однотактной схеме, то выходное сопротивление ВКС принимают равным 50 Ом (согласуется с коаксиальным каЬелем), а для подключения к симметричной антенне применяются симметрирующие трансформаторы Т7 (рцс, 6.8), Для передатчиков мощностью до 50.. .80 кВт эти трансформаторы выполняют с ферритовым сердечником, при большей мощности - на отрезках коаксиальных линий.

Выходные каскады транзисторных передатчиков с ОМ, построенных по методу раздельного усиления для диапазона 1...60 МГц, работают в ключевом режиме с коллекторной модуляцией напряжением огибающей. Нагрузка резистивная - в виде сопротивления на основной частоте и в виде балластного сопротивления на гармониках. Для разделения указанных составляющих применяют переключаемые пары фильтров НЧ и ВЧ. Методика расчета режимов транзисторов и схемы каскадов в ключевом режиме изложены в гл. 2. В каскадах применяются транзисторы БТ и ПТ.

Выходные каскады маломощных транзисторных передатчиков на БТ и ПТ работают в недонапряженном режиме, при однотактных усилителях - в классе А, при двухтактных - в классах А или АВ. Схемы таких усилителей и методики расчета приведены в гл. 2.

6.7. Аналоговые и цифровые однополосные модуляторы

В современных возбудителях для передатчиков с ОМ колебания с однополосной модуляцией получают транспонированием (переносом спектра) низкочастотного модулирующего колебания к рабочей частоте передатчика. Для этой цели предложено большое количество методов, из которых в настоящее время используются следующие. Аналоговые модуляторы строятся по фильтровому и фазофильтровому методам. В цифровых используются методы многофазной модуляции или фазофильтровой модуляции.

Отметим, что методы получения однополосно-модулированных колебаний [1.1, § 6.7] с использованием многофазной модуляции [1.1, § 6,7] базируются на генерировании двухполосных колебаний и взаимной компенсации верхней или нижней боковых полос в элементе суммирования вследствие того, что колебания компенсируемой полосы приходят по двум, трем или четырем цепям с взаимным сдвигом фаз на 90, 120 и 180°.

Аппаратурная реализация модуляторов с фазофильтровым методом получения ОМ колебаний с аналоговыми элементами почти не встречается в профессиональных устройствах из-за нестабильности показателей. Цифровая реализация этого метода позволяет получить высококачественные ОМ модуляторы. Поэтому цифровые модуляторы с использованием фазофильтрового метода находят широкое применение в системах радиосвязи, радиовещания и многоканальной связи с частотным

разделением каналов в частности, в сотовых системах. Имеются сведения о применении цифровых однополосных модуляторов с применением метода четырехфазной модуляции для радиовещательных передатчиков [6.16] с высокими качественными показателями (степень подавления нежелательной боковой полосы более 40 дБ). Рис. б.ю

При разработке передатчиков с ОМ к модуляторам предъявляются следующие требования: 1) малый уровень нелинейных комбинационных искажений {К/з - -50...-70 дБ); 2) низкий уровень шумов по отношению к полезному сигналу (-60...-70 дБ); 3) малое затухание полезного сигнала и большое затухание остатка несущей и второй боковой пелосы (2...5 дБ и >45 дБ); 4) низкий уровень сигналов поднесущей частоты от прямого прохождения; 5) стабильность характеристик модулятора в заданных пределах амплитуд, частот и температур; 6) высокая надежность работы модулятора.

Простейший однополосный модулятор (ОПМ) состоит из амплитудного модулятора 1 (рис, 6,10), генератора поднесущей частоты /п,ч 2 и полосового фильтра 3, пропускающего одну боковую полосу и подавляющего колебание поднесущей частоты и вторую боковую полосу.

Амплитудные модуляторы для современных передатчиков с ОМ можно выполнять, используя аналоговые перемножители и балансные модуляторы в микросхемном исполнении или собирая балансные модуляторы из дискретных элементов, а также диодных или транзисторных сборок [4.11].

Перемножители и балансные модуляторы в виде микросхем (например, 140МА1; К747АМ1 (до 1 МГц), К2ЖА241 (10... 110 МГц), К2ЖА242 (0,15...30 МГц), 2ПС351 (10... 150 МГц), 2МП351 (50... ...200 кГц), 526ПС1, 525ПС1) миниатюрны, удобны для малогабаритной аппаратуры, но, как правило, имеют сравнительно высокий уровень нелинейных искажений [5.4]. Значительно лучшие показатели имеет перемножитель К525ПС2, работающий в диапазоне частот до 1 МГц. По своим показателям он пригоден для использования в модуляторе высококачественного ОПМ.

Простейшие амплитудные модуляторы ОПМ [1.1, рис. 7.11,0,6; 3.25, рис. 1.61], а также модуляторы на полевых транзисторах используются очень редко в аппаратуре невысокого качества вследствие высокого уровня составляющей с частотой 27г/п,ч -f 20. (рис. 6.11, кривая 1).

В высококачественных возбудителях передатчиков с ОМ, как правило, применяются кольцевые балансные модуляторы КБМ [1,1, рис. 7.11,е; 3.25, рис, 1.62 и 1,65] на дискретных диодах, часто с барьером Шоттки, или на диодных сборках; последние предпочтительнее из-за сохранения баланса при изменении температуры. При разработке КБМ для частот выше 5.. .10 МГц их схемы дополняются элементами, сохраняющими симметрию схемы и, следовательно, баланс, т.е. высокое подавление сигналов с частотами / . и на выходе КБМ.

HJS 0,ог. 0,05 Un/Uu

Рис. 6,11

Рис. 6.12

Рис. 6.13

Использование балансных схем облегчает выполнение требований (3...5). Например, в простейшем модуляторе затухание полезного сигнала 6 = 20 \g{Uu,o+u/Uu) составляет обычно 15... 20 дБ, а ослабление сигналов с частотами Шо и П не превышает 6 дБ. В БМ и КБМ возможно согласование между выходным сопротивлением источника сигнала R, сопротивлением нагрузки R и сопротивлением запертых Дд 3 и открытых Ддд диодов; Др = Дн = л/Дц.зДд.о, при котором затухание 6 для БМ принимает минимальное значение: 6 = 20 1п[7г(\/Т-- 1)/{к - 1)], где к = Ддз/Дд.о- При > 1 6 и 10 дБ*. Затухание КБМ почти вдвое меньше, чем у БМ и составляет около 4 дБ.

Ослабление прямого прохождения сигналов с частотами Шо = 27г/п.ч и П = 27гРзв на выходе зависит от точности симметрирования модуляторов (трансформаторов, диодов) и на практике достигает 30...40 дБ.

Улучшение температурной стабильности БМ и КБМ достигается стабилизацией значений Дд 3 и Дд путем подключения термостойких резисторов R1 и R2 (рис. 6.12), величина которых выбирается из условий Д1 = (2... 5)Дд.о и Дг = Дд,з/(2 ... 5). Затухание БМ и БКМ при этом увеличивается на 2. . .4 дБ. Для этой же цели последовательно с диодами включаются параллельные RC-ячейки [3.25, рис. 1.64].

Для получения большей мощности с КБМ удваивают число диодов, включая их параллельно (удваивается ток) или последовательно (удваивается рабочее напряжение).

Выбор режима диодов, т.е. амплитуд напряжений на диодах сигналов с частотами шо и П, производится с учетом следующих соображений: 1) для получения большого отношения на выходе (7шо+п/шум значение нужно брать возможно большим; 2) для получения малых нелинейных искажений (рис. 6.1) нужно выбирать малое значение отношения и^/и^ и, следовательно, возможно большее значение [/; 3)

напряжение на закрытых диодах [/д 3 в /k = -у/Д^ з/Д^ раз больше,

* Здесь и ниже штрих указывает на то, что рассматриваемая величина (сопротивления, напряжения, тока) относится к внутреннему контуру БМ или КБМ (рис. 6.13).

чем на открытых. Если тип диодов уже выбран то нуяно выполнить неравенство [/дз < [д.доп. где f/д.доп = Цц.обр - постоянное обратное напряжение диодов.

При проектировании БМ и КБМ задаются: полоса частот информационного сигнала Pmin Ртах, частота несущего колебания /о, коэффициент нелинейных искажений (К^ или А'/з, смотря по месту преобразователя) и допустимое затухание бдоп. Весь процесс проектирования можно разделить на следующие этапы.

1. Выбирают схему модулятора (БМ, КБМ) по заданным параметрам (условие обязательного применения КБМ: бдоп < 9 дБ).

2. Выбирают тип диодов или диодных сборок: высокочастотные; [/д.обр 50 .. .70 В; проходная емкость Сд = 1... 1,5 пФ; Дд.о - возможно меньше; Ддз > 300 ...500 кОм (Д20, ЗА110. ЗА111 и др.).

3. Определяют по характеристикам или измерением Ддз и Дд.о при Сд = -1 и -Ы В. Выбирают Д1 и Д2 и определяют значения Ддз =

= Дд.зД2/(Дд.з -1- Д2); Дд.о = йд.о -f Д1; 7? = Дн = \/Дд.зЛд.о:

О = + Д.о и к = Ддз Дд.о.

4. Выбирают амплитуду напряжения несущей частоты на открытых диодах [/оыо < д.обр/У^- д.оыо чэсто выбирают в пределах 1.. .2 В, чтобы мощность генератора несущей оставалась малой.

5. По графикам, приведенным на рис. 6.11, например для БМ с диодами Д20 при [/д.ошо = 1 В (кривые 2 и 3) и для БМ с диодами, в которых гд = 5(ед - ?д.о). Ед-о = 0,2 В, [/д.ош = 1 В (прямая 3), для заданных значений 7\г или з определяют Uci/Uuo и затем

6. Определяют для эквивалентной схемы БМ, КБМ напряжения, токи и мощности:

= U.ouaRo/Ro- = 7ц.ono/Лд.o; IL = 2UJK, Ia = UJ2R Pi = 2UJJ2; P = UIJ2.

Амплитуда напряжения с частотой /о ± F на нагрузке равна = = и^{-\/к - 1)1-к[-\/к -f 1) в БМ и в два раза больше в КБМ.

7. Подключение БМ и КБМ к источнику информационного сигнала, к генератору несущей и к нагрузке (или последующему фильтру с входным сопротивлением Дф) производится через согласующие трансформаторы Тр1, Тр2 [1.1, рис. 7.11,е]. Сведения о проектировании Тр1 в первом БМ [1.1, рис. 7.14] можно найти в пособиях по усилителям низкой частоты. Сведения о проектировании остальных трансформаторов приведены в § 3.4. При расчете этих трансформаторов их КПД можно принимать равным 0,8...0,9. Коэффициенты трансформации Wi/w2 = ni, 2, 3 выбирают из условий согласования БМ и КБМ с другими каскадами, при этом часто удобнее задавать напряжения на выходах усилителя информационного сигнала Uci и генератора несущей UcQ и находить ni и 2 из уравнений ni = Uq/Uq; 2 = U/Uu- Затем

можно найти остальные выходные параметры этих уэлов:

Выходное сопротивление генератора несущей (рис. 6.13) следует сделать

Rvw С Ra-

Трансформатор Тр2 [1,1, рис. 7.11,в] служит для согласования со-противлений БМ или КБМ и последующего фильтра 2 = y/RjRa, при этом амплитуда напряжения с частотой Шо ± П на нагрузке 7?ф будет равна для КБМ = 4[/n 2/3ni, а для БМ в два раза меньше.

Полосовые фильтры (ПФ) для выделения желательной боковой полосы частот подключают либо непосредственно ко вторичной обмотке трансформатора Тр2, либо через эмиттерный повторитель, входная цепь которого выполняет роль активной нагрузки модуляторов.

Характеристики и конструктивное выполнение ПФ зависят от того, в каком каскаде однополосного возбудителя они находятся (см. рис. 6.1), В первом преобразователе (БМ -- ПФ) используются, как правило, кварцевые 2-, 3-звенные (до 12 резонаторов) фильтры с fcp = 100 ... 128 кГц или электромеханические фильтры (ЭМФ) с 9-12 стальными резонаторами с fcp = 500 кГц. Маркировка этих фильтров: ПМФ-ДП-500-3,1 В (или Н) - дисковые полосовые, fcp = 500 кГц, полоса пропускания 3,1 кГц, верхняя (или нижняя). Затухание в полосе пропускания у кварцевых и ЭМФ составляет 6... 10 дБ, а неравномерность АЧХ не превышает 3 дБ.

К полосовым фильтрам тракта переноса (ТП) предъявляются более легкие требования в отношении крутизны скатов. Поэтому фильтры второго, третьего преобразователей в ТП выполняют однозвенными с кварцевыми резонаторами либо в виде ФСС с 3-5 контурами LC. В [1.1, § 7.7] приведены расчетные формулы для ориентировочной оценки необходимой сложности фильтров.

Однополосный модулятор, в котором реализован фазофильтровой метод (метод Weavera), имеет гораздо более сложную схему (рис. 6.14) по сравнению с простейшим модулятором (см. рис. 6.10) и меньшую стабильность показателей, как и всякое устройство, основанное на принципе компенсации нежелательных спектральных составляющих. Правда,

этот недостаток относится

7 S 7

Eh

П

к аналоговым устройствам. Цифровые однополосные модуляторы, реализующие фазофильтровой метод (рис. 6.15), имеют превосходные показатели,

В схеме фазофильтрового модулятора содержатся четыре БМ (1, 2, 7 и 10), генераторы поднесущей /i 3 и рабочей /2 8 частот, два фазовращателя на 90°, два НЧ фильтра с частотами сре-

Рис. 6.14

т(2Хл/з)

сдВигшнюра интерпояйция перенес спектра Ц

Рис. 6.15

Рис. 6.16

за Fb + 100 Гц, где - верхняя модулирующая частота, и, наконец, выходной сумматор. Сигнал на выходе сумматора представляет собой верхнюю или нижнюю боковую полосу с частотами fcp ± F. Переход с верхней полосы на нижнюю достигается сменой мест элементов 3 и 4 (или 8 и 9). Подробное описание принципа работы такого модулятора можно найти в [6.4], При подаче колебаний с частотой /2 от синтезатора в дйапазоне'частот, например, 1,5.. .30 МГц можно получить колебания с ОМ в этом диапазоне частот.

В цифровых модуляторах модулирующий сигнал предварительно переводится в цифровую форму с помощью АЦП и затем подвергается обработке в соответствии с алгоритмом используемого метода [6.16].

В модуляторе на рис. 6.16 цифровой сигнал с АЦП 1 подводится к трансформатору Гильберта (ТГ) 3, на выходах которого получается исходный сигнал (cos) и сопряженный (sin) сигнал, все составляющие которого повернуты iio фазе на 90°. С помощью инверторов 5 и 6 получаются колебания с противоположными фазами и все четыре колебания подводятся к коммутатору 4. Движок коммутатора обегает в ту или другую сторону контакты. Один оборот движка выполняется за четыре такта, и вследствие этого на входе ЦАП 7 получается дискретный однополосный сигнал, исходная несущая частота которого в четыре раза ниже тактовой частоты. Выбор нижней или верхней боковой полосы производится изменением направления движка коммутатора.

Проектирование такого модулятора состоит из следующих операций.

1. В соответствии с желательной выходной частотой устанавливается частота тактового генератора. Проектируется тактовый генератор или используется вывод с соответствующей частотой от синтезатора.

2. В соответствии с тактовой частотой выбирается элементная база. Имеется богатый ассортимент интегральных схем (ИС) на частоты от 10 до 400 МГц (133, 533, 155, 555 и тд. для 10...50 МГц- 100 К500, К1500 для 200...400 МГц),

3. Проектируются и рассчитываются АЦП, ЦАП, трансформатор Гильберта ТГ. Необходимые начальные сведения можно получить в [6.18], а также в списке литературы к этой книге.

Цифровой однополосный модулятор, реализующий алгоритм фазофильтрового метода, описан довольно подробно в [6.18, § 6.3, § 7.9].

На рис. 6.15 приведена структурная схема такого модулятора. На ней не показаны АЦП, ЦАП в начале и в конце схемы и генераторы, вырабатывающие частоты i/7 и nj3.

Частота дискретизации /д выбирается выще, чем двойная наивысшая частота модулирующего сигнала. Для телефонных каналов с полосой Рн = 300 Гц и Fb = 3400 Гц частоту /д принимают обычно равной 8 кГц. Относительные частоты краев полосы модулирующего сигнала W\ = Fn/fp и И^2 = Fb/fp- Первая частота преобразования выбирается так же, как и при фазофильтровом методе, с таким расчетом, чтобы спектр модулирующего сигнала смещался влево на половину полосы, т.е. I7I = 0,25. При этом автоматически выполняются два условия: интервалы между ближайшими спектрами оказываются наибольшими, что облегчает условия конструирования фильтров ФИ; перемножители 1 и 2 на рис. 6.13 можно заменить коммутаторами, поскольку sin(27ri/7) и cos(27ri/7) принимают при 7 = 0,25 значения (1, О, -1).

После перемножителей 1 и 2 реальный и мнимый сигналы поступают на экспандеры частоты дискретизации (ЭЧД) 3 и 4, в которых в промежутки между отсчетами с первоначальной частотой вставляется L - 1 отсчет, вследствие чего частота отсчетов после ЭЧД увеличивается в L раз. В интерполяционных фильтрах (ФИ) 5 и 6 устанавливаются новые величины для введенных ранее отсчетов, причем спектр нового сигнала с новой частотой дискретизации сохраняет параметры исходного спектра, хотя и транспонирован в область более высоких частот. На выходе сумматора 9 получается цифровой однополосный сигнал с частотой дискретизации в L раз больше первоначальной, т.е., например, 8L кГц, если первоначальная частота дискретизации равнялась 8 кГц.

При проектировании модулятора ОМ колебаний по схеме рис. 6.15 вся работа разделяется на следующие этапы.

1. В соответствии с параметрами модулирующего сигнала устанавливается частота дискретизации и выбирается элементная база по частоте дискретизации выходного сигнала.

2. Определяются параметры структурной схемы (показатель интерполяции L, параметры интерполяционного фильтра, элементы связи с синтезатором).

3. Выбираются схемы перемножителей - переключателей (1, 2, 7, 8).

4. Проектируются и рассчитываются АЦП, экспандер частоты дискретизации (ЭЧД), интерполяционный фильтр, сумматор и ЦАП на выходе модулятора.

5. Производится оценка параметров модулятора (нелинейные искажения, уровень шума квантования, энергетические показатели).

Основные пособия при изучении цифровых модуляторов - [6.18], список литературы, приведенный в этой книге, а также пособие по цифровой обработке сигналов.

6.8. Отрицательная обратная связь В передатчиках с ОМ

Для снижения нелинейных искажений в передатчиках с ОМ наряду с использованием оптимальных режимов электронных приборов применяются различные виды отрицательной обратной связи (ООС).

Эти виды ООС прежде всего можно разделить на две группы: ООС по высокой частоте; ООС по огибающей модулированного сигнала.

Наиболее часто применяется ООС по радиочастоте (ООС РЧ), охватывающая один усилитель. Она реализуется либо за счет падения напряжения на незашунтированном резисторе в цепи эмиттера (или истока) транзистора или катода лампы (последовательная ООС), либо подачей части выходного напряжения на вход усилителя с отрицательной фазой (параллельная ООС). Коэффициент глубины модуляции этих видов ООС можно сделать достаточно большим (особенно в широкополосных усилителях с малой задержкой) и получить уменьшение нелинейных искажений в децибелах, примерно равное глубине ООС.

Рассмотрим способы реализации этих видов ООС на примере транзисторного усилителя, схема которого приведена на рис. 6.9.

Для последовательной ООС благодаря резисторам R5, R6 коэффициент усиления каскада уменьшается приблизительно в (1 -f R5S) раз, где S - крутизна характеристики коллекторного тока транзисторов; 75 = 76, и во столько же раз уменьшается коэффициент нелинейных искажений.

Для параллельной ООС определим приблизительно сопротивление между базой и эмиттером: Т?, = 7?bxPi/(7?bx + 7?i), где Д^ - входное активное сопротивление транзистора VT1 (или VT2), см. рис. 6.9.

коэффициент усиления по напряжению усилителя А - 1/к/1б> где Uk Vi Ue - амплитуды напряжений на входе и на нагрузке транзистора VT1. Коэффициент усиления цепи обратной связи: /? = = U2Rbx/Uk{Rbx + Ri), где U2 - половина напряжения на обмотке L3 трансформатора Тр2 (f/2/Ск = W3/W4; W4 - s). Коэффициент усиления усилителя с включенной ООС равен Лоос = /(1 + /?). И если коэффициент нелинейных искажений усилителя без ООС был равен Kj3, то при наличии ООС коэффициент нелинейных искажений будет равен к)г^ ~ KjAoqc/A.

Следует отметить, что поскольку во всех цепях содержатся паразитные реактивные параметры, то даже в широкополосных усилителях глубину обратной связи ограничивают во избежание самовозбуждения. Для усилителя по схеме рис. 6.9 глубина обратной связи 7 = 1 -- Pf. Величину 7 обычно не принимают больше 10 (т.е. 20 дБ).

В мощных ламповых передатчиках ( Молния-3 и др.) применяется ООС, охватывающая несколько (обычно нечетное число) каскадов. . Однако из-за заметных задержек радиочастотного сигнала глубина ООС ограничена 18...20 дБ, а снижение коэффициента нелинейных искажений не превышает 8... 10 дБ.

Рис. 6.17

Обычно этот вид ООС реализуется следующим образом. С анодной цепи мощного каскада (рис. 6.5) через небольшой конденсатор напряжение с искажениями, возникшими в основном в выходном каскаде, подается на вход третьего, если считать с конца, каскада. Здесь обычно для независимого сложения сигналов возбуждения и ООС устанавливается сбалансированный емкостный мост (см., например, [1.1, рис. 7.37]).

В тех случаях, когда нелинейные искажения велики и предприняты все меры по оптимизации режимов каскадов, а время задержки радиочастотных сигналов в линейном усилителе сравнимо с периодом РЧ, применяют ООС по огибающей.

Структурная схема передатчика, охваченного такой ООС, приведена на рис. 6.17. Каскады 1-5 образуют классический ОМ передатчик с возбудителем 1 и линейным усилителем 2-5.

Для организации ООС по огибающей реализуется дополнительная цепь, содержащая РЧ ответвитель 6, аттенюатор 7, детекторы огибающей 8 и 10 и компаратор - устройство, сравнивающее выходные сигналы детекторов и образующее сигнал ошибки, который подается на один из предварительных каскадов ДУ и управляет его коэффициентом усиления.

Проектирование такого передатчика не отличается от проектирования классического передатчика. Наибольший выигрыш от такого вида ООС получается тогда, когда амплитудные характеристики элементов 8-10 наиболее линейны, а у каскада 2 линейны и амплитудная, и модуляционная характеристики.

Более сложная схема ООС по огибающей и по фазе РЧ колебания приведена на рис. 6.18. Здесь элементы 13-16 полностью повторяют элементы 2-5 на рис. 6.17. Элементы: 1 - возбудитель с ОМ, 4 - фазовый детектор, 8-синтезатор частоты, 10 - низкочастотный фильтр, 11 - усилитель постоянного тока и 12 - генератор, управляемый напряжением (ГУН), составляют систему фазовой автоподстройки частоты колебаний в тракте 17 по фазе колебаний возбудителя.

Элементы 2 и 3, 5 и 6 представляют собой детекторы огибающих колебаний от возбудителя (неискаженного) и колебаний с выхода передатчика. В компараторе 14 выходные сигналы с детекторов огибающих сравниваются, вырабатывается сигнал ошибки, который и подается на усилитель-модулятор 13 для компенсации амплитудных искажений огибающей.

П

Г

>-

\ / Сит.

Рис. 6.18

В отличие от вида ООС, реализованного в передатчике по схеме рис. 6.17, где компенсируются только искажения огибающей, в передатчике по схеме рис. 6.18 компенсируются и амплитудные, и фазовые искажения. А поскольку однополосная модуляция - это амплитудно-фазовая модуляция и искажения модуляционных амплитудной и амплитудно-фазовой характеристик приводят к одинаковой величине нелинейных искажений, то компенсация и амплитудных, и фазовых искажений должна дать существенно лучшие результаты.

Эксперименты показали, что в передатчике по схеме рис. 6.18 можно получить уровень нелинейных искажений порядка К^ = -45 дБ. При этом оказалось, что передатчик с этим видом обратной связи существенно лучше противостоит влиянию соседних по частоте передатчиков. Проверка показала, что уровень комбинационных искажений от другого передатчика снижается на 15...20 дБ.

6.9. Расчет промышленного КПД передатчика с ОМ

Промышленным КПД передатчика называется отношение отдаваемой полезной мощности в фидер антенны к общей мощности, потребляемой от источника питания (сеть, аккумуляторы и др.). Если КПД найден при работе передатчика в режиме максимальной мощности (например, при одноканальной работе с ЧМ), то его называют КПД максимального режима ??промтах, если же КПД определен для режима средней мощности при каком-то конкретном виде загрузки (см. табл. 6.1), то его называют средним КПД.

При изменении амплитуды передаваемого сигнала от нуля до максимального значения КПД принимает все значения от О до г/промтах-Эти изменения будут определяться как характером изменения амплитуд усиливаемого сигнала, так и характером зависимости Рпотр = /(tex).

Для того чтобы получить численную величину, характеризующую энергетическую эффективность реального передатчика, усиливающего реальные сигналы, условимся о том, что:

1) энергетическую эффективность передатчика будем оценивать по среднему значению промышленного КПД т/пром.ср, вычисленному как

отношение средних значений отдаваемой и потребляемой мощностей:

пром.ср - PlAcp/PnoTp.cpi

2) средние значения PiAcp и Рдотрср определим при усилении так называемого двухтонового равноамплитудного сигнала (ДТС). Параметры этого сигнала приведены во второй строке табл. 6.1.

С учетом этих условий расчет среднего промышленного КПД передатчика ведется в следующем порядке.

1. Для выходного каскада определяется средняя полезная мощность при работе с ДТС.

2. Для всех каскадов передатчика находятся средние значения потребляемых мощностей анодными (коллекторными) цепями Po.cpj и цепями экранирующих сеток Рс20.ср-

3. Определяются мощности, потребляемые цепями накала и систе-

мой охлаждения Рнак; и Рохл-

4. Рассчитывается средний промышленный КПД:

пром:ср - PlAcp

E(Pocpi. + Рс20 + Рнак;-) + Ро:

(6.1)

Приведенная формула не учитывает потерь в выпрямителях, трансформаторах накала, в цепях сигнализации и др. Для ориентировочно- го учета этих потерь знаменатель выражения (6.1) для т^пром.ср нужно увеличить примерно на 10 %. Отметим также, что для современных мощных передатчиков в формуле (6.1) достаточно учесть потребляемые мощности только двух-трех последних каскадов. Чтобы решить, выполняется ли для спроектированного передатчика требование ГОСТа в отношении КПД, необходимо сравнить полученное из (6.1) значение тупром.ср со значениями КПД в соответствующих ГОСТах.

Список литературы к гл. 6

6.1. гост 22579-86. Радиостанции с однополосной модуляцией сухопутной подвижной связи. Общие технические требования.

6.2. ГОСТ 26897-86. Радиостанции с однополосной модуляцией морской подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требования и методы измерений.

6.3. ГОСТ 16019-78. Радиостанции низовой народнохозяйственной связи. Механические и климатические требования. Методы испытания.

6.4. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. - М.: Воен-издат, 1972. - 236 с.

6.5. Городецкий СЭ. Радиопередающие устройства магистральной радиосвязи. - М.: Связь, 1980. - 176 с.

6.6. Розов В.М. Расчет нелинейных искажений в мощных усилителях высокой частоты. - М.: МЭИС, 1981. - 54 с.

6.7. Окснер Э.С. Мощные полевые транзисторы и их применение: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1985. - 242 с.

6.8. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах: Справочник / Под ред. В.П. Дьяконова. - М.: Радио и связь, 1994. - 280 с.

6.9. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учебник для вузов / Под ред. Г.М. Уткина, В.Н. Кулешова и М.В. Благовещенского. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994. - 416 с.

6.10. Розов В.М. Моделирование на ЭВМ каскадов мощных передатчиков. - М.: МИС, 1990. - 56 с.

6.11. Методические указания по использованию программ ЭВМ для решения задач по курсу радиопередающих устройств. - М.: МЭИС, 1984. - 4.1. - 57 с.

6.12. Воробьев И.М. Оборудование и эксплуатация радиостанции. - М.: Связь, 1977. - 360 с.

6.13. 100 лет радио: Сб. статей / Под ред. В.В. Мигу/1ина, А.Е. Гороховского.

- М.: Радио и связь, 1995. - 384 с.

6.14. Головин О.В. Декаметровая радиосвязь. - М.: Радио и связь, 1990.

- 240 с.

6.15. Цифровые радиоприемные системы: Справочник / Под ред. М,И. Жо-дзинского. - М.: Радио и связь, 1990. - 200 с.

6.16. Schminke W. The merits of modern technology for todays high power schort-wave transmittres IEEE Transachion on Broadcasting. - 1988. - Vol. 34, N 2. - P. 126-133.

6.17. Власов В.А. Возбудители радиопередатчиков. - М.: ВЗЭИС, 1984. - 102 с.

6.18. Гольденберг Л.М., Матюшкин В.Д., Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов / Л.М. Гольденберг, Б.Д. Матюшкин, М.Н. Поляк. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 256 с.

1 ... 22 23 24 25 26 27 28 ... 33