|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 19 20 21 22 23 24 25 ... 33  и поэтому все трансформаторы ТрН и в выпрямителях должны иметь высокую электрическую прочность между обмотками и сердечниками (i?>i?amax)- По этой же причине устройство управления (УС, VT) соединяется с выходом ШИМ через волоконно-оптический кабель с оп-тронами. Фильтр СЬфС\ служит для подавления составляющих анодного тока с тактовой частотой и ее гармоник, а также комбинационных составляющих типа Д ± F. В зависимости от необходимости степени подавления можно ограничиться однозвенным (рис. 5.28,а) Рис. 5.32 или двухзвенным (рис. 5.28,6) фильтром. Расчет фильтра производится с учетом следующих допущений: а) фильтр питается от источника тока, поскольку на интервале 0. ..Ги и io на интервале Ти - т^. постоянны; б) в диапазоне звуковых частот сопротивление нагрузки фильтра Дг линейно и постоянно. Перед расчетом задаются допустимая неравномерность АЧХ в полосе- пропускания Дб (дБ), степень подавления тактовой частоты Ут, верхнее значение модулирующей частоты Дтах и отношение q = /т/Дтах- Чаще всего применяют фильтр Чебышева с частотой среза /ср = 1,5Дтах. При этом обеспечивается наибольшее подавление ненужных составляющих. Весь последующий расчет удобно вести по методике, изложенной в [5.17] и основанной на предварительно рассчитанных графиках для коэффициента нелинейных искажений КНИ = /(Ik ) (рис. 5.33) и трех формулах, связывающих параметры фильтра Чебышева. Эту методику рассмотрим на примере расчета фильтра для МУО передатчика с раздельным усилением с полосой модулирующих частот 50. ..6400 Гц и Дтах = ЗДв = 20 кГц. Примем Дб = 2 дБ, КНИ = -40 дБ, Дг = 600 Ом и Ут = -60 дБ. По графикам (рис. 5.33) при КНИ = -40 дБ получаем: при Пк = 4 5 = 5,25; при Пк = 3 = 5,8. Выбираем второй результат, при котором фильтр оказывается проще. Тогда Д = Дщах = Иб кГц. Для определения порядка фильтра, обеспечивающего Ут (дБ), по Дб находим коэффициент неравномерности £ е = - \/10°2 - 1 = 0,7648. Полином Чебышева, при котором Ут = -60 дБ (Ут= 1/1000), равен Тп{рг) = л/(1 - V2)/e2y2 = 1308. Порядок фильтра при полученном Тп и нормированной тактовой частоте Ыт = tT/tcp = 2,58; У = archTn{т) I (irchr = п г с ftl308o,eft2,58=4,9. -30 -20
9г Рис. 5.33 Таким образом, чтобы удовлетворить все требования по КНИ, Ут, приходится принимать п = 5. Расчет элементов фильтра при заданном Дг = Дн удобно производить с использованием табл. 5.5, в которой для заданного порядка Пу приводятся коэффициенты для расчета Сф и Ьф. Выбрав Дб и Пу из таблицы, коэффициенты Сф,- и Ьф,-, емкость конденсаторов и индуктивности катушек фильтра определяют по формулам Сф1 = Сфх/Днс . Ьф1 = ЬфхДн/о^с и т.д. Таблица 5.5
После этого расчета необходимо определить время группового запаздывания Гз = dac{uj)/duj, где Ос(а;) - ФЧХ фильтра. Выбор электронных приборов для ММУ. Выбор электронных приборов для ММУ производят по рабочим напряжениям Еа.цоп). токам (/aomax /атах) И ПО раССеиВаемОЙ МОЩНОСТИ Ра.н < Ра.доп)- В случаях МОЩНЫХ ламповых передатчиков лампа в ММУ может быть того же типа, если в ОК установлен тетрод. Если же в ОК триод, то в ММУ желательно установить тетрод и подобрать режим его по экранирующей сетке, чтобы /аОтах - максимальный постоянный ток в ОК, а также и в ММУ - получался при нулевом или отрицательном смещении Е^ коммутируемой лампы. При этом устройство управления получается несложное и маломощное. Никаких проблем не возникает, если в ОК использован тетрод и в ММУ ставится такой же тетрод или тетрод несколько меньшей мощности, поскольку из-за высокого КПД ММУ мощность рассеяния на лампе ММУ мала, а общий анодный ток ОК и ММУ /аОтах = /аотаха() Примерно в три раза меньше импульса тока в ОК в максимальном режиме /атах- Расчеты показывают, что при реконструкции существующих передатчиков с триодами в ОК в ММУ также рационально ставить мощные тетроды. Выбор рекуперационного диода производится по Е^, locpmax и Росртах- Наиболее целесообразны для этой цели мощные высокочастотные полупроводниковь1е диоды (см. [5.12]). Расчет схемы управления коммутируемой лампы. На рис. 5.32 приведена схема управления коммутируемой лампой, работающей без сеточного тока (тетрод, Е^ 0). Управление происходит следующим образом. От ШИМ по волоконно-оптическому кабелю светоимпульсы поступают в УС, где они, во-первых, превращаются в электрические импульсы и, во-вторых, усиливаются, чтобы открывать и закрывать транзистор VT, находящийся в цепи управляемого делителя напряжения. Напряжение смещения поступает от выпрямителя ВЕС. Сопротивления выбраны следующим образом: R2 > R\, Rz <i R\- В этом случае при открытом транзисторе VT на управляющей сетке лампы Ее Eji \л лампа оказывается закрыта. Сопротивление Ri выбирается из условия R\ <С 1/27г/тСск, чтобы входная емкость лампы не искажала форму импульсов управления. Расчет начинают с установления на сетке VL в закрытом и в открытом Ео состояниях и выбора Е^ и 1,3£з. При выбранном Ri имеем R2 = Ri{E - о)/о; Дз = RMEb - E,)/{[E4Ri + R2) - ERi]. Ток в цепи транзистора /ут Es/{Ri + Дз)- Пример расчета. Задано: Ез = -300 В, Ео = -50 В, Сек = 200 пФ, Л = 50 Гц. Тогда Хс = 1/2?гЛСа,к = 17 кОм. Примем Ri = 1 кОм и Ев = 390 В, тогда R2 = 7000 Ом, Нз = 350 Ом, Дгт = 300 мА, мощность, потребляемая от выпрямителя, 150 Вт. Далее выбирается транзистор VT с /гр ЗООД, ек.доц = (1,5...2)Вв и производится расчет УС. 5.6.5. Модуляционное устройство с промежуточной ступенчато-импульсной модуляцией (СИМ) Получившая мировую известность швейцарская фирма Brown Boveri Со (ВВС) разработала и выпускает серии мощных передатчиков НЧ, СЧ и ВЧ диапазонов (от 100 до 600 кВт) с анодно-экранной модуляцией, с модуляционным устройством, в котором в качестве промежуточной модуляции при повышении КПД использована ступенчато-импульсная модуляция СИМ (pulsestep modulation, PSM), совмещенная с ШИМ [5.19, 5.20]. Принцип действия такого устройства следующий. Исходный модулирующий сигнал (или огибающая) квантуется, сигналы отдельных уровней усиливаются эффективными усилителями, затем все усиленные сигналы собираются в общей цепи и подводятся к. нагрузке. Структурная схема мощного модуляционного устройства, реализующего этот принцип, показана на рис. 5.34. Устройство выполнено в виде коммутируемых выпрямителей КВ1...КВЛ/, питаемых от общего силового трансформатора Тр с одной первичной й вторичными обмотками. Многообмоточный трехфазный силовой трансформатор может быть выполнен в виде секций первичных обмоток, размещенных на каждом стержне по всей длине, и вторичных обмоток в виде дисковых секций, надетых на первичные обмотки и изолированных от последних. Изоляция между первичными и вторичными обмотками должна быть рассчитана на 30...40 кВ, а между секциями вторичных обмоток - на 5... 10 кВ. Выходы выпрямителей КВ1... КВЛ? соединяются последовательно с помощью полупроводниковых переключателей D1...DA. На рис. 5.34 показана суммирующая цепь, состоящая из высокочастотных диодов. На верхнем выводе выпрямителя KBN напряжение Ea{t) может ме-нятьс.-ч в пределах от О до NEq, в зависимости от числа включенных 1;11прямителей, что соответствует мгновенному напряжению модулирующего сигнала. В первоначальных вариантах устройства число уровней квантования принималось равным 48 для получения низкого уровня шума квантования. В последующем число N было снижено, но чтобы не повышать уровень шума, в цепи сигналов каждого уровня была введена широтно-импульсная модуляция для сглаживания резких переходов от одного уровня к другому. Благодаря ШИМ плавные и продолжительные переходы A[t) достаточно точно передаются, усиливаются и затем воспроизводятся с малыми искажениями в виде Ea(t). На рис. 5.35,а изображен один период сигнала звуковой частоты в аналоговом и квантованном (без ШИМ) виде, на рис. 5.35,в показана часть сигнала в виде импульсов в пределах одного кванта с ШИМ, а на рис. 5.35,6- образующая того же участка сигнала после фильтрации составляющих тактовой частоты. Введение ШИМ на каждом уровне позволяет сократить число уровней примерно до = 32 без увеличения шума квантования.  -<АЦ1  Рис. 5.34 Выпрямленное напряжение через фильтр ЬфСф подводится к нагрузке Др. Задачей этого фильтра является подавление составляющих тактовой частоты и шумов квантования до допустимой величины. При проектировании этого фильтра следует учитывать, что благодаря ШИМ скачки квантования сильно сглаживаются. При высокой тактовой частоте /т шумы квантования будут ничтожными даже при малом N. Однако при этом возникают трудности с выбором электронных приборов. Если же одновременно понижать /т и увеличивать N, то можно найти при приемлемом уровне шумов квантования такие значения /т и N, при которых параметры необходимых электронных приборов и сложность устройства оказываются вполне приемлемыми. Включение и выключение выпрямителей КВ1...КВЛ/ осуществляется устройством управления УУ (рис, 5.34), от которого управляющие сигналы к выпрямителям подаются в виде световых сигналов по волоконно-оптическим кабелям. Необходимость волоконно-оптических кабелей объясняется тем, что по мере увеличения номера выпрямителя потенциал между ним и корпусом увеличивается, достигая 20...28 кВ (NEo). На рис. 5,36 приведена упрощенная структурная схема УУ. Она состоит из многоуровневого квантователя КВТ1...КВТЛ/ с N уровнями, широтно-импульсных модуляторов в цепи каждого уровня, генератора сигнала с тактовой частотой /т, электросветовых преобразователей на выходе каждого ШИМ и волоконно-оптических кабелей 1-N. На вход УУ (см. рис. 5.34) подается либо огибающая A{t) модулированного сигнала в передатчиках с раздельным усилением, либо модулирующий сигнал U{t) в передатчиках с ААМ или АЭМ. В последнем случае к сигналу Un{t) = UncosQt приходится добавлять постоянное напряжение  Рис. 5.36 Uu, равное - f/птах, чтобы получить огибающую модулирующего сигнала eit) = Un{l + mcosQt). Модуляционное устройство рис. 5.34 работает следующим образом: при отсутствии модулирующего сигнала (т = 0) и виде излучения J3E все выпрямители отключены от общей собирающей цепи (при АЗЕ и т - О половина выпрямителей включена) D1... DN и напряжение E{t) на нагрузке равно нулю. При модулирующем напряжении выше первого уровня включается первый выпрямитель (скачком - при отсутствии ШИМ или путем кратковременных, но все удлиняющихся включений при наличии ШИМ), и напряжение на нагрузке постепенно становится равным Uq. Напряжение выпрямителя Bi запирает диод D1, и ток пойдет через выпрямитель КВ1, открытые диоды D2...DN и через сопротивление нагрузки Дг- Если модулирующий сигнал превышает второй уровень, то наряду В1 к общей цепи подключится и В2. Диод D2 также запрется, и ток потечет через два последовательно включенных выпрямителя. Напряжение на нагрузке будет равно 2Ео. При превышении модулирующим сигналом N-уроънп будут откры-тыи последовательно включены все выпрямители, все диоды будут заперты и напряжение на нагрузке будет равно NEq. Выбор общего числа уровней N является сложной вариационной задачей, в которой следует учитывать сложность, а следовательно, стоимость устройства, наличие элементной базы, допустимые уровни шумов и нелинейных искажений. Исследования нелинейных искажений НИ для такого устройства проводились с использованием алгоритма многоканальной ШИМ для передатчиков с ОМ (J3E) с применением в качестве испытательного сигнала двухтонового сигнала. Результаты расчетов [5.22] показали, что при Л/ = 32 и /т Дмод величина КНИ третьего порядка достигает значения -40 дБ при m = 1 и постепенно повышается до 35 дБ при т = 0,1. На рис. 5.37 изображена схема возможного варианта коммутируемого выпрямителя КВ. От силового трансформатора на выпрямитель по схеме Ларионова подается трехфазное напряжение с действующим значением 0,74Eq. Для выпрямителя с такой схемой частота самой низкой гармоники /н = 6/с, где /с - частота сети, а амплитуда этой гармоники примерно равна 6,057iJo. обратное напряжение на диодах равно l,05i?o- к уровню i+1  on уровняй Рис. 5.37 . Для фильтрации пульсаций в схему выпрямителя введен фильтр ЬсфСсф- Расчет параметров этого фильтра должен учитывать, с одной стороны, допустимый уровень пульсаций 6, а с другой, - сопротивление нагрузки фильтра Дн.ф = Rt/, по сравнению с которой сопротивление конденсатора Ссф на частоте пульсаций должно быть много меньше. В любом руководстве по расчету выпрямителей можно найти график зависимости 8 = /(fLC). Если задать, например, 6ji = 0,1 %, то fLC = 3 10. Значение емкости можно найти из С 796 10 н7гнтт, здесь Rumin = Rt/N = Eo/ho.max - МИНИ- мальное сопротивление нагрузки выпрямителя. Для приведенного выше примера с ГУ-88А Pit = 500 кВт, lao.max = = 104 А, Еашах = 24 кВ, при = 32 P mm = 24 10732 104 = 7,2 Ом. Следовательно, Ссф 796 10/300 7,2 = 370 мкФ. Индуктивность дросселя 7сф = 3 10/fC = 0,9 мГн. Коммутация выпрямителей в простейшем случае осуществляется высоковольтными транзисторами VT,- и диодами VD, (здесь i - номер уровня квантования). Если коммутируемый ток велик, то транзисторы VT,- и диоды VDj могут состоять из однотипных приборов, включенных параллельно или последовательно биполярных или полевых транзисторов и диодов. Если у выбранного транзистора VT,- вывод коллектора стока соединен с корпусом, то транзисторы VT,- и диоды VD,- следует разместить на общем радиаторе. Управление транзисторами осуществляется сигналами от ШИМ, проходящими по волоконно-оптическому кабелю. Во входном устройстве УС имеются преобразователи световых импульсов в электрические и необходимый набор транзисторов для управления транзисторами VTj. Питание элементов входного устройства осуществляется либо от конденсатора С, либо от дополнительного маломощного выпрямителя. Коммутатор работает следующим образом. Пусть от ШИМ пришел сигнал, включающий рассматриваемый выпрямитель с номером г, тогда открывается транзистор VTi и закрывается диод VD,-. Ток от выпрямителя KBi i протекает через транзистор VT конденсатор Ссф и силовые диоды и направляется к выпрямителю KBj i. Диод VD,- закрыт. Если же от ШИМ пришел сигнал, выключающий этот выпрямитель, то одновременно закрывается VT,- и открывается VD,-, а ток от B,- i направляется к Bf+i через VDj-, минуя выпрямитель КВ;. В качестве коммутирующих элементов целесообразно использовать высоковольтные полевые транзисторы с временем нарастания и выключения 100. ..200 НС и мощные высокочастотные диоды с рабочей частотой 100...200 кГц [5.12]. Допустимые напряжения этих элементов должны быть больше Eq на 10.. .30 %. Допустимые значения токов Хдоп должны быть больше максимального рабочего тока 7отах на 10.. .50 %. Все выпрямители KBi,...,KBjv целесообразно размещать на совершенно одинаковых шасси, изолированных от каркаса (корпуса); прочность изоляции следует выбирать исходя из действующего максимального напряжения iJamax(li 5 ... 2). 5.6.6. Автоматическое регулирование несущей fl/ia экономии потребляемой электроэнергии Мощные вещательные передатчики НЧ, СЧ и ВЧ потребляют миллионы киловатт-часов энергии. Так, 500-кВт передатчик при нормальной работе потребляет в год около 8 млн кВт-ч. Чтобы снизить потребление электроэнергии вещательными передатчиками, предлагались различные меры, и всегда существовала проблема создания передатчика с возможно высоким КПД. Сейчас для вещательных передатчиков почти достигнут предел для увеличения КПД, поскольку реализация в мощных каскадах анодно-экранной модуляции с углом отсечки 65...70° и КПД анодной цепи 7?а ~ 0,82 .. .0,85 и использование ММУ класса D (или с СИМ) с КПД 7?в ~ 0,95 ... 0,97 позволили строить передатчики с промышленным КПД ром ~ 0,7-2. ..0,74. Дальнейшее увеличение тупром, по-видимому, возможно лишь за счет сокращения потребления энергии в предварительных каскадах, в системах УБС и охлаждения. Маловероятно, что выигрыш-будет превышать 2...5 %. Более значительную экономию мощности обещает реализация на современном техническом уровне идеи, высказанной в середине 20-х годов; но реализованной в некоторых зарубежных передатчиках лишь в последние годы. Суть идеи проста: нужно изменять уровень несущей в соответствии с изменением глубины модуляции. Поскольку же даже при m = 1 мощность, приходящаяся на несущую, составляет 2/3 всей излучаемой мощности, а при m < 1 - еще больше, то введение регулирования уровня несущей так, чтобы при понижении т уменьшалась бы амплитуда .Uh, обещает заметную экономию потребляемой мощности. При информацюнном радиовещании средняя глубина модуляции составляет гпср 0,3...0,4, а доля мощности несущей при этом достигает 9/10. Поэтому снижение уровня несущей почти в 2 раза в периоды, когда т и Шср, позволит снизить потребление энергии передатчиком почти в 2 раза. о 0,1 0,4 ЦгШ/Илтх При этом было доказано, что если Un(il/UnmaK мгновенный коэффициент модуляции Шд = 2U6{t)/U {t). где Ueit) и f/ (<) - мгновенные амплитуды колебаний в боковой полосе и несущей, не будет превышать 1, то в (5-Ь -1-приемнике с линейным диодным детектором искажения не возникнут. Также было выяснено, что система АРУ приемников будет нормально работать, если снижение амплитуды несущей не будет превышать половины от максимального значения. Рис. 5.38 Исследования, результаты которых приведены в [5.24], показали, что для информационного радиовещания целесообразно использовать закон регулирования несущей, показанный в виде графика рис. 5.38. Характер этого графика объясняется следующими обстоятельствами. При m < 0,2 функция /(т) увеличивается, достигая значения 0,7 при т - 0. Это сделано для того, чтобы во время пауз не подчеркивались шумы канала. В интервале 0,2 < m < 0,4 величина /(т) = 0,5. Это область наибольшей экономии энергии. При т > 0,4 действительный коэффициент модуляции гпд повышается от значения 0,8 до 1, при этом не допускаются перемодуляция и связанные с ней искажения при детектировании. При реализации этого закона автоматическую регулировку несущей (АРН) сигнала записывают в виде С/ам(0 = Uu{f{m) = mcosQ)cosut, где т = Unit)/иПтах, f{m) = С/н(<)/%тах. Более детально с выбором закона регулирования несущей можно ознакомиться в [5.25]. Реализовать АРН можно двумя способами. Первый относится к современным передатчикам с ММУ класса В, второй - к перспективным передатчикам с ММУ класса D или с СИМ, т.е. в которых ММУ представляет собой мощный усилитель постоянного тока. В передатчиках с ММУ класса В образование сигнала с модуляцией для питания анодной цепи лампы. ОК происходит в точке А (см. рис 5.16). Величина напряжения Ед.г пропорциональна напряжению несущей на выходе передатчика. Для того чтобы амплитуда несущей Un изменялась в соответствии с изменениями амплитуды модулирующего сигнала, например по закону, близкому к изображенному на рис. 5.38, нужно изменять величину i?aT по этому закону, а выпрямитель для анодного питания ОК и ММУ выполнить регулируемым. Для этой цели в качестве управляемых выпрямительных элементов в выпрямителе можно использовать тиристоры. Управляется выпрямитель от специального устройства УУ, вход которого подключен ко входу ММУ. В совокупности выпрямитель и УУ omjy- АЦП Таймер -I л/</ ЦАП Рис. 5.39 представляют собой регулируемый источник питания (РИП). Поскольку РИП работает от сети с частотой /с = 50 Гц, то скорость изменения Ea{t) сравнительно небольшая, и поэтому РИП не отслеживает быстрые изменения га (например, сигнал при игре на рояле или джазовой музыке), вследствие чего, возможно появление динамических искажений и снижение эффективлоез и способа. В передатчиках с ММУ класса D или с СЯМ реализация АРН оказывается гораздо проще. В этих передатчиках (см. рис. 5.2 и 5.7) ММУ строят по схеме рис. 5.3 или 5.36. Входной усилитель постоянного тока 4 на рис. 5.3 может подключаться к выходу возбудителя, через который выводится сигнал огибающей A{t), или к выходу устройства, состоящего из предварительного (регулируемого) усилителя 1, источника постоянного напряжения £JaT 2 и сумматора 3 и производящего сигнал , en{t) = E + Un{t)cosQt. Такой же сигнал, только усиленный, получается на выходах ММУ - £ат.пок(<) и £ат(0- Ча рис. 5.3 эти напряжения обозначены как Ei{t) и E2(t). Для реализации АРН между точками А и В (см. рис. 5.3) включается устройство, благодаря которому напряжение Е^т не остается неизменным, а изменяется по закону рис. 5.38: Eit) = Е Возможная структурная схема этого устройства представлена на рис. 5.39. Вычислительная часть этого устройства может быть выполнена на цифровых элементах или на микропроцессоре. Последний предпочтительнее, поскольку облегчается реализация различных законов для /(га). Модулирующий сигнал поступает на регулируемый усилитель 1, с выхода которого он подводится к выпрямителю 2 и сумматору 9. Выпрямленный сигнал лоступает на АЦП 3. В элементе 4 определяется максимум сигнала Unmax за некоторое время, в элементе 5 находится текущее значение коэффициента модуляции га; в элементе 6 вычисляется значение функции /(га) и формируется напряжение £ат/(т) = f{m)Unmax-На выходе сумматора 9 получается сигнал en(t). В устройстве для определения Lamax встроен таймер, который в течение заданного времени Тнач после включения всего устройства обес- печивает на выходе ЦАП напряжение Еа- В это время происходит формирование Unrnax- По истечении времени Тнач на выходе ЦАП будет выдаваться напряжение f{m)Unmax - Ев/{т), а на выходе сумматора - сигнал 2. Включение АРН в ММУ вещательных передатчиков требует сравнительно небольших затрат. Получаемая же экономия энергии достигается по результатам расчетов и измерениям на реальных передатчиках; при первом способе 30... 40 %, при втором 45. ..50 %. Устройство, выполненное по схеме рис, 5.39 с небольшими изменениями, можно установить в однополосных возбудителях передатчиков с УМК, построенных по методу раздельного усиления составляющих. В этом случае реализуется АРН при работе передатчиков с однополосной модуляцией (излучения НЗЕ и R3E) и достигается почти 50%-ная экономия электроэнергии. 5.7. Вещательные транзисторные передатчики Местное городское и областное радиовещание использует передатчики небольшой мощности (1.. .50 кВт), но при этом требует от них надежности, простоты обслуживания, высоких качественных показателей, небольших габаритов и хороших энергетических показателей. При таких требованиях наряду с ламповыми передатчиками с выходными УМК вполне могут быть использованы современные транзисторные передатчики, которые по энергетическим показателям превосходят ламповые [5.26]. Так, выпускаемые в Японии транзисторные вещательные передатчики имеют промышленный КПД порядка 70 %, что на 10...20 % выше, чем ламповых передатчиков с УМК и АРР. Первые транзисторные передатчики мощностью 1 кВт появились в 60-х годах во Франции и США для радиосвязи. В то же время во Франции был разработан 10-кВт передатчик. В СССР передатчик мощностью 1 кВт на биполярных транзисторах был разработан несколькими фирмами в 70-х годах. Построение более мощных передатчиков на биполярных транзисторах оказалось очень сложной задачей, так как из-за сильного разброса параметров транзисторов требовалось увеличивать число транзисторов и строить надежные системы защиты, что в конечном счете сильно усложняло схемы устройств. Мощные транзисторы со встроенными термодатчиками не нашли широкого применения. Все перечисленные трудности исчезают при применении полевых транзисторов, которые обладают отрицательным тепловым коэффициентом, те. при повышении температуры транзистора ток, проходящий через него, уменьшается. Поэтому оказалось, что полевые транзисторы можно включать в параллель, не предусматривая никакой защиты. Однако следует отметить, что при параллельном включении N транзисторов в N раз уменьшаются входное и выходное сопротивление каскада ]л в N раз увеличивается его ток. Поэтому если в такой схеме используются транзисторы с малыми рабочими напряжениями (28...50 В), то уже при 16 200-Вт транзисторах общая мощность блока Pi = 3200 Вт, потребляемый ток достигает 160.. .90 А, а сопротивление нагрузки каскада Рэ = 0,2...0,8 Ом. . При таком выборе транзисторов возникают сложности с реализацией источников питания (толстые провода, большие сердечники трансформаторов и дросселей, большие емкости фильтровых конденсаторов и др.), а также системы сложения мощностей отдельных усилителей в блоке, большие потери из-за паразитных индуктивностей. Все эти сложности почти исчезают, если применять современные полевые транзисторы с питающими напряжениями 400...700 В [1.41-1.43]. Такие транзисторы с хорошими характеристиками для работы в диапазонах НЧ и СЧ выпускаются в ряде стран, в том числе и в России. Параметры каскадов с такими транзисторами оказываются более приемлемыми. Например, ;1ри той же выходной мощности блока Pi - 3,2 кВт, но при Ее = 600 В потребляемый ток достигает 1со 8 А, выходной ток 7с1 12 А и сопротивление выходной нагрузки каскада Рэ 45 Ом, выходное напряжение Пвых = 540 В. Таким обра-31рм, продуманный выбор типов транзисторов, их числа в блоке и пи-таюрц,его напряжения открывает путь для легкого согласования выходного каскада с П-образным фильтрующим контуром и 50-Ом антенно-фидерным трактом. При проектировании радиовещательных НЧ-СЧ передатчиков мощностью 2...3 кВт на полевых транзисторах целесообразно руководствоваться следующими правилами: передатчик имее один или несколько блоков, каждый с одной мостовой схемой; транзисторы мощностью 200...250 Вт с питающимнапряжением 500...700 В. При проектировании передатчиков мощностью от 5 до 25 кВт целесообразно применять блочное построение с единичной мощностью блока 2,5. ..3,5 кВт (рис. 5.40). При этом блок получается небольших размеров, с небольшой массой, система сложения мощности сравнительно проста, с небольшим количеством трансформаторов [5.26]. При проектировании радиопередатчиков большей мощности (Рвых > 30 кВт) целесообразно создавать передатчик в виде двух комплектов, мощность которых складывается в мосте сложения. Все вышеизложенное относится к передатчикам диапазонов НЧ, СЧ и D4. Различия между передатчиками первых двух диапазонов и третьим следующие: в передатчиках НЧ и-СЧ транзисторы выходной и предоконечной ступени могут работать в ключевом режиме, вследствие чего эти ступени можно построить из одинаковых блоков. КПД передатчика определяется возможностями ключевого режима; в передатчиках G4 диапазона труднее реализовать ключевой режим иэ-за больших потерь, поэтому транзисторы работают, как правило, в перенапряженном режиме [1.1]. Ив тех, и в других передатчиках амплитудная модуляция реализуется в выходном каскаде в виде стоковой модуляции. Модуляционное, устройство в виде усилителя класса D целесообразно устанавливать в [> [> С1  т
С1У < СИ>-\ ВУ Ml I S1 J SZ < < ВКС Рис. 5.40 каждом блоке, как показано на рис. 5.40. Поэтому каждый отдельный блок может быть самостоятельным оконечным каскадом 2,5...3,5 кВт передатчика. Такие передатчики сравнительно легко можно приспособить для работы с излучениями НЗЕ и КЗЕ. Для этого следует установить в передатчике возбудитель, выдающий раздельные составляющие модулированного сигнала: A{i) - огибающую и cos[wo(0+(0] - высокочастотную фазомодулированную составляющую. Структурная схема и краткое описание такого возбудителя приведены в § 5.1, на рис. 5.8 и в гл. 6. Структурная схема 15. ..25-кВт вещательного передатчика с AM (АЗЕ) приведена на рис. 5.40. На рис. 5.40,а изображены: возбудитель возб., предварительные маломощные усилители ПУ, делитель мощности DO и предоконечные блочные усилители ПБУ1... ПБУЛ/. Здесь N - число блоков в оконечном каскаде. Каждый из ПБУ подает напряжение возбуждения на делители мощности D1, D2, DN соответствующих блоков Б1, Б2.....БЛ/. Число блоков может колебаться в зависимости от мощности от 1 до 5-6. Каждый блок (рис. 5.40,6) содержит три мощных модулятора Ml, М2, МЗ и столько же мощных модуляционных устройств ММУ1, ММУ2, ММУЗ. Возбуждение для Ml, М2,.. .подается с выходов предварительных усилителей ВУ. На входе каждого модулятора устанавливается ФНЧ для частичного подавления гармоник. В сумматорах S1, S2, S3 производится сложение мощностей квазигармонических сигналов, выработанных модуляторами. Сумматор SO складывает мощность всех блоков. Суммарный сигнал проходит через выходную колебательную систему ВКС, настраиваемую на любую рабочую частоту, проходит через устройство грозозащиты ГЗ и подводится к фидеру антенны. Схема устройства одного из вариантов грозозащиты описывается ниже. Тракт сигналов звуковой частоты (рис. 5.40,а) содержит входной усилитель ВУЗЧ, делитель мощности DA, с выходов которого колебания звуковой частоты подаются к ММУ. В цепи между DA и ММУ установлены широтно-импульсные модуляторы и высоковольтные (1000 В) оптроны для развязки низковольтных элементов ВВЗУ и элементов ММУ, работающих при высоком питающем напряжении. Проектирование и расчет предварительных ПУ, ПБУ и ВУ не представляет сложности, так как они должны усиливать гармонические сигналы. Это однотактные усилители класса А или двухтактные класса В в граничном режиме. Выбор типов транзисторов делается исходя из требуемой от усилителя мощности. Желательно, чтобы граничная частота транзистора в несколько раз превышала верхнюю рабоч'ую частоту передатчика (/рр (2...50)/в). Если передатчик проектируется как перспективный для работы с любыми излучениями (АЗЕ, НЗЕ и КЗЕ), то необходимо, чтобы тракт СЧ имел АЧХ и ФЧХ, равномерные во всем рабочем диапазоне, а относительная неравномерность АЧХ в полосе 40.. .50 кГц в любой части диапазона Превышала 1 10~. Для тракта звуковой частоты (огибаюидей) относительная неравномерность в полосе 20...25 кГц должна быть не выше 1 10 . Схемы включения транзисторов выбираются, как правило, с 01/1 или ОЭ. В блоках выходных каскадов передатчиков малой мощности (200...500 Вт) применяются двухтактные широкополосные усилители (рис. 5.41), работающие в классе В, и резонансные усилители ключевого режима (рис. 5.42). В мощных каскадах передатчиков НЧ и СЧ применяют мостовые схемы на полевых транзисторах с параллельным включением до 10-20 транзисторов в плече (рис. 5.43). Поскольку мостовые схемы состоят как бы из двух схем (см. рис. 5.42), то особенности работы, эпюры токов и напряжений и расчет параметров, кроме суммарных токов и мощностей, совпадают для обоих устройств. Подробное пояснение особенностей работы транзисторов (правда, биполярных) можно найти в гл. 2 и в [1.45; 5.23-5.26]. Идеализиро-  Рис. 5.43 ванные эпюры тока стока и напряжеии l/f I на стоке приведены для иллюстрации рис. 5.44. Выбор транзисторов для мощных каскадов с ключевым режимом производится по отдаваемой мощности Рном. по предельному напряжению питания Е„ и по граничной частоте, которая должна быть примерно в 10... 100 раз выше верх- 1со I---\f---\--~f ней частоты рабочего диапазона. Если для транзисторов заданы время нарастания Тн и спада Тсп, то необходим Рис. 5.44 о, чтобы сумма Тн-ЬТсп была бы порядка 0,1Тв, где Тв - период верхней рабочей частоты. Желательно также выбрать транзисторы с минимально возможными входной Свх и выходной Свых емкостями. Для высоковольтных транзисторов МДП в диапазоне до 2...5 МГц допустимую полезную мощность (номинальную) можно определить из условия Рдоп Ppac ?c/(1 - Vc),
где г]с - КПД стоковой цепи (можно принять равной О,б!..0,8). Эта формула полезна при проектировании, поскольку часто Рном в справочниках не дается. Напряжение питания для усилителей со схемами рис. 5.41-5.43 выбирается несколько меньше предельного постоянного напряжения, указанного в справочниках [Е^ ~ (0,7 ... 0,9)Рспр]- Более обоснованно выбор Ее можно сделать, если учесть коммутативные потери Рк, которые пропорциональны Е^, потери же на сопротивление насыщения Рнас (Д 7 = Гнас/Рэ) можно не учитывать, поскольку для высоковольтных транзисторов Рн > Гнас- с учетом Рк коэффициент полезного действия стоковой цепи JJc = 1 - Рк/Pi = 1 - Aijc = 1 - 2С<:. ДэЛ- Здесь Рк/Pi - потеря КПД из-за наличия емкости Сси - суммарной емкости между выводами стока и истока; Рд - эквивалентное сопротивление нагрузки одного транзистора; /в - высшая рабочая частота. Для усилителя, схема которого приведена на рис. 5.42, Сси = Сс.и(с) + С'монт + Сд. Здесь выходная емкость берется при выбранном напряжении питания Ее и определяется по величине емкости Сси({7спр). приведенной в справочнике для напряжения f/cnp: Сс.и{Ес) - Сси(!7спр), где Смонт - емкость монтажа транзистора (5... 10 пФ); Сд - емкость параллельно включенного диода. Эту емкость необходимо также пересчитать к рабочему напряжению Ее- Порядок расчета режима транзистора следующий. Выбрав напряжение Е^, например Ее = 0,8Еа, следует определить Сси(Рс) и для принятой мощности Р{ величину Рн = Е^/2. Далее для верхней рабочей частоты /в определяется Аг)е Если потеря КПД Arje слишком велика, например Arje > 0,25, то следует понизить Ее, например до Ее - OJE, и повторять расчет до тех пор, пока потери КПД не станут приемлемыми (А?7с < 0,1). Оптимальный же результат получается тогда, когда сумма (Рк -f +Рнас)/Р1 минимальна и получается при слишком малых напряжениях Ее и сопротивлениях нагрузки П^, при которых невозможно получить большие мощности. Расчет каскада со стоковой модуляцией, собранного по схеме рис. 5.43. Исходные данные для расчета: полезная мощность в телефонной точке Pi , напряжение стокового питания Рп. диапазон рабочих частот /д.-./в. тип транзистора и его номинальная мощность доп. коэффициент модуляции га и КБВ = 1.
Расчет параметров режима максимальной точки. 1. Отдаваемая мощность в максимальной точке Pi max = 4Pit. 2. Число транзисторов в модуляторе N = Pimax/Pi, где Р/ - мощность, отдаваемая одним транзистором. 3. Максимальное напряжение питания стоковой цепи одного транзистора Е', = 0,7К/2. 4. Амплитуда напряжения на нагрузке f/cmax = Естах- 5. Электронный КПД щ - 1 - Аг]. 6. Мощность, потребляемая от источника питания одним транзистором, Ротах = Р\1Ъ- 7. Постоянная составляющая тока стока одного транзистора 7сОтах 0 max/ max 8. Максимальное значение Тока стока, которое не должно превышать предельное значение, приведенное в справочнике: Л;тахтах - IcOmax/Oio - 7с0тахТ .с.пред- 9. Мощность, рассеиваемая на переходе транзистора, ;ас = (1-7э)Р^тах- 10. Сопротивление нагрузки в стоковой цепи одного транзистора 8 Л 7ГГнас7сО Rb = 1-т V 4 £стах / сО max П. Если в исходных данных заданы рабочие значения КБВр < 1, то при расчете должны использоваться коэффициенты ротах, П,тах, Рстах. помещенные в табл. 5.6 и учитывающие рассогласование.нагрузки. Поэтому значения величин в п. 6-9 рассчитываются по следующим формулам: ДсОтах - РОтахР\/Я^\ 7с0тах - P0max7c0max - РсОтах/Естах Л:0.доп1 7с max max - П; max-CcO max! Рс.рас - Pcmax(l ~ 7c)Pomax Расчет параметров режима в телефонной точке. При стоковой модуляции и ключевом режиме модуляционная характеристика . Us, о ж ЖЩ f=T==F ШИМ опт УС Рис. 5.45 линейна на всем протяжении, так как токи транзисторов и напряжение на нагрузке пропорциональны Ec{t) в пределах О Ec{t) Есах-Поэтому: 1. Полезная мощность Pit = Pimax/(1 + ш). 2. Постоянная составляющая стокового тока /сот = 7сОтах/(1 4- тп). 3. Потребляемая мощность от источника Р{ = Ротах/(1 + )-Значения КПД и Дэ сохраняются неизменными. Расчет параметров цепи затвора. Производится для максимальной точки по методике, изложенной в [2.3; 2.5]. Рассчитать величины Lux. С^х, Гвх- Возбуждение мощных полевых транзисторов для работы в ключевом режиме выполняется прямоугольными импульсами напряжения амплитудой [/3 = Icmax/S, где S - крутизна характеристики тока стока. Полезные соображения о схемах для возбуждения можно найти в [5.18], правда, применительно к, биполярным транзисторам. Расчет мощного модуляционного устройства. Расчет начинают с выбора типов и числа транзисторов. Для ММУ можно использовать те же транзисторы, что и в ВЧ усилителе (ради унификации), однако можно использовать и более низкочастотные. По справочнику определяется /стахдоп- Число транзисторов, параллельно включенных в ММУ, определяется из NmMV = 0,8/сОтах/ 1с. max доп- Упрощенная принципиальная схема ММУ приведена на рис. 5.45. Это типовая последовательная схема усилителя класса D с рекупераци-онными диодами Dp и фильтром, состоящим из Li и d. При более сильной фильтрации составляющих тактовой частоты фильтр может быть рассчитан по методике из разд. 5.6.5. Рекуперационные диоды Dp можно взять типа 2D231-2D251 из справочника [5.12]. Для возбуждения транзисторов VT1-VTN в ключевом режиме должен быть предусмотрен достаточно мощный каскад усиления УС, работающий на емкостную нагрузку. Этот каскад связан с широтно-импульсным модулятором ШИМ через высоковольтные оптроны ОПТ (например, ОЛ201А и др.). в остальном расчет должен проходить в порядке, изложенном в разд. 5.6.5 для лампового ММУ, по последовательной схеме. Остальные каскады передатчика проектируются и рассчитываются в соответствии с рекомендациями, изложенными в гл. 2 и 3. 5.8. Использование бигармонического режима для повышения энергетических показателей каскадов передатчиков В 30-х годах, когда возможности повышения энергетических показателей классических ламповых усилителей были исчерпаны (большое Е, малые в, высокая крутизна 5), стали разрабатываться идеи, высказанные еще в 20-х годах, в частности И. Ценнеком и Г. Рукопом. Речь шла об искажении формы сигнала возбуждения и построении схемы усилителя для получения гармонического сигнала большей мощности и при более высоком КПД. А.И. Колесников и И.Н. Фомичев провели тщательные исследования [5.29; 5.30; 5.35], из которых следовало, что введение в напряжение возбуждения в противофазе напряжения второй или третьей гармоники приводит к заметному уплощению вершины импульса анодного тока и увеличению электронного КПД электронного прибора. Включение в анодную цепь дополнительного контура, настроенного на вторую или третью гармонику, приводит к заметному повышению мощности и КПД по первой гармонике. Такой режим с предварительным искажением напряжения возбуждения, с уплощенной вершиной импульса анодного тока (рис. 5.46) и отделением специальным контуром в анодной цепи далее уже не нужной второй или третьей гармоники называют бигармониче-ским (БГР), Аналогично этому ключевой режим с прямоугольным импульсом анодного тока можно назвать полигармоническим. На рис. 5.46 приведены эпюры импульсов напряжения возбуждения Uc{t) и анодного тока ia{t) при бигармоническом возбуждении с третьей (рис. 5.46,а) и второй (рис. 5.46,6) гармониками. Исследования [5.29-5.31] показали, что применительно к выходным каскадам передатчиков с анодной или анодно-экранной модуляцией увеличение полезной мощности Pi и КПД по первой гармонике может достигать 15... 20 и 5... 10 % соответственно. Дальнейшие исследования показали, что при определенных условиях БГР приносит заметную пользу и при линейном усилении модулированных колебаний в соответствующем усилителе (УМК). Методы и схемы формирования бигармонического сигнала (БГС). По месту реализации методы формирования БГС можно разделить на три группы; 1) формирование БГС в одном из предварительных маломощных каскадов Ф передатчика (рис. 5.47). Режим каскада недонапряженный, необходимое соотношение U /U\ амплитуд п-й и первой гармоник достигается выбором угла отсечки анодного тока в этом каскаде и параметрами схемы выделения Ui и [/ . АЧХ и Uc(ih iali)
 ФЧХ тракта между каскадом Ф и оконечным каскадом 5 должны быть линейны во всем диапазоне частот передатчика; 2) часто применяется формирование БГС в предоконечном каскаде передатчика. В этом случае отпадает забота о линейности АЧХ и ФЧХ ВЧ тракта, но приходится формирование проводить на более высоком уровне мощности. Схемы связи между анодной цепью ПОК и входом ОК довольно разнообразны. На рис. 5.48 приведены схемы связи с двойным П-образным контуром. Элементы контура C1L1C3 на рис. 5.48,а служат в основном для выделения первой гармоники, а элементы C1L2C2C3 - для выделения второй или третьей гармоники. Схема рис. 5.49 отличается от предыдущей наличием конденсатора Сдг для нейтрализации проходной емкости Са.с лампы оконечного каскада и последовательным включением индуктивностей L1 и L2. Наконец, на рис. 5.48,6 приведен вариант схемы с несколько усложненным бирезонансным параллельным контуром; 3) в передатчиках старых типов, особенно с триодами в ОК, известны схемы получения БГР в оконечных каскадах. Схема рис. 5.50,а довольно часто использовалась в триодных ОК с ААМ, работающих в 1 ... 19 20 21 22 23 24 25 ... 33 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||