|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 18 19 20 21 22 23 24 ... 33 к зкр. сетке А  Рис. 5.16 анодную цепь ламп ОК. Часть (или иногда полностью) этого напряжения через С2 подается либо в анодную цепь лампы ПОК, либо в цепь экранирующей сетки тетрода в ОК. От источников питания с напряжениями Еат, Ес2т (или £ат.пк) через модуляционные дроссели Ь^э и Ь^а текут постоянные составляющие анодных токов ОК и ПОК или анодного тока ОК и тока экранирующей сетки, если в ОК установлен тетрод. Резистор Дг представляет собой сопротивление постоянному току анодной цепи ОК. В § 5.5 приводятся формулы для расчета мощности, потребляемой от ММУ анодной цепью ОК: Рыа = PoxmV2 = El,rr?/{2R), потребляемой цепью экранирующей сетки: Лмэ = Рс20тт12/2 = El2ml2l{2R) и потребляемой анодной цепью ПК: iM.mc - Рот.пкТ1пк/2. Общая потребляемая от ММУ мощность Лм = Лма + Лм.пк = Ротт2/2 + Рот.пкт^/2, если в ОК установлены триоды и Лм = PlMa + PlM3 = PW?/2 + Рс20тт22/2, если в ОК установлены тетроды. Максимальная мощность первой гармоники звуковой частоты, отбираемая от выходного каскада (ВК) ММУ, Pi тахзч - Pim/*7м.Т) где 7м.т ~ КПД модуляционного трансформатора. Его значение находится в пределах т^м.т = 0,95...0,97. Меньшее значение относится к сравнительно маломощным передатчикам с Fix < 10 кВт, большее - к передатчикам с Fix > 10 кВт. Номинальную мощность ламп ВК можно определить из следующих соображений. Мощности Ргиэ и Рш.пк обычно составляют около 5... 10 % от мощности PiMa. поэтому общую потребляемую мощность от ММУ можно принять равной ЛтахЗЧ = 1,1Рот Т1/(2 7м.т) = 1,1 Д1т Т1/( 7м.т. 7атах), где 7атах - КПД анодной цепи лампы ОК. При проектировании ММУ обычно исходят из следующих условий: ВК должен отдавать максимальную мощность Pi max при глубине модуляции т = 1, при этом лампы должны работать в недонапряженном режиме с коэффициентом использования анодного напряжения 0,7 во избежание заметных искажений вершин импульсов анодного тока. Максимальная амплитуда импульсов 7am не должна превышать 60 % от допустимого тока эмиссии (7am 0,67s). При этих условиях лампа может отдать примерно 60 % от номинальной мощности. Следовательно, суммарная номинальная мощность ламп ВК должна быть не менее I.IPm 0,6 2 7м.х 7атахО,6 l,3PlT, Т.е. при выборе типа ламп ОК по мощности Pix можно сразу же определить и тип ламп ВК. Сравнивая условия выбора номинальной мощности ламп для ОК передатчика Рном 2Pit и для ВК ММУ Рм.ном 1,3Pit, можно заключить, что если в ОК. установлены две или три лампы, то в ВК следует установить две лампы того же типа, если же в ОК установлена одна лампа, то в ВК следует установить две лампы с суммарной мощностью Рм.ном ~ l,3PiT. Напряжение анодного питания ламп ВК обычно осуществляется от общего с ОК мощного выпрямителя с напряжением Е^т- Для питания экранирующей сетки лампы ОК предусматривается отдельный выпрямитель с напряжением Ес2т- Расчет параметров режима ВК при m = 1. Исходными данными для расчета являются отдаваемая мощность Pi шах (мощность одного плеча Piniax34 = Pimax/2), Напряжение анодного питания Е^т, угол отсечки в = 90° и параметры лампы S, D, Есо, Ri, Е'. 1. Амплитуда напряжения звуковой частоты на аноде ламп одного плеча или на половине первичной обмотки МТ 2. Амплитуда первой гармоники анодного тока а1м - 2P(max34/faM- 3. Постоянная составляющая анодного тока одного плеча 4. Амплитуда импульса анодного тока Т' -ОТ амм - alM- 5. Коэффициент трансформации МТ п = Et/IU = l/2м^/ =W2lWi. - Здесь г/мт - КПД МТ; W2 и W\ - полное число витков вторичной и первичной обмоток. 6. Амплитуда напряжения возбуждения f/cM = Г 7. При определении напряжения смещения следует учитывать, что Уенераторные триоды - лампы с правыми характеристиками и при напряжении Ecu = Е'с = Есо'- ОЕат может оказаться, что в отсутствие модуляции, когда через лампу течет ток покоя 7ц, на аноде может рассеиваться чрезмерная мощность Раи.м = = Г^Е^т > Р.. В этом случае принимают 7п (0,1... 0,15)7 аО м ДЛЯ этого тока и напряжения на аноде £ат по реальным статическим характеристикам определяют Есм- Конечно, в этом случае < 90°, появятся нелинейные искажения из-за ступеньки в динамической характеристике, которые могут быть компенсированы с помощью ООС, которая всегда вводится в ММУ. 8. Мощность, потребляемая ВК от.источника питания (оба плеча), Том = 27аОм^ат- 9. Коэффициент полезного действия анодных цепей ламп и всего ВК при ш = 1: 7ам = Pi max/PoM = 1,57 /2 0,54; ?/вк = 7ам 7мт 0,52. 10. Мощность, рассеиваемая на анодах одного плеча, PL = iPou-Plm)/2- При уменьшении ш уменьшаются м, и Ром, причем если Ром уменьшается по линейному закону, то Pi уменьшается быстрее, по квадратичному закону и Ран при значении т < 1 может оказаться больше, чем при т = 1, примерно в 1,5 раза. Поэтому при проверке допустимости рассеиваемой мощности нужно делать следующую проверку: 1 5Р' ан Ран.ДОП- 11. Эквивалентное сопротивление переменному току в анодной цепи Рэ = U/Ii. 12. По статическим характеристикам для напряжений i Ear - -faM И бетах = см + С^см определяется амплитудэ импульса сеточного тока 7см. Если в ВК установлены тетроды, то также определяется и амплитуда импульса тока экранирующей сетки 7с2м- 13. Для цепи управляющей сетки определяются угол отсечки тока сетки 9с, амплитуда первой гармоники сеточного тока и входное сопротивление Rcrmn- COSc = 7с1м = 7cMai(c)7?ci (7гс1 0,7);, Цзтш - см iclM 14. Для цепи экранирующей сетки {9 = 90*) определяют постоянную составляюидую тока и мощность, рассеиваемую на экранирующей сетке: 7с20м = 7с2мао(90) 0,55; Рс2о = £с2т7с20м < Ргодоп- Нелинейные искажения в ВК с МТ. Анализ нелинейных искажений в усилителе по схеме рис. 5.16, результаты которого изложены в [1.1, с. 308-310], показал, что причиной этого явления стал переходный процесс в модуляционном трансформаторе вследствие того, что анодный ток, имеющий импульсный характер, течет в цепи, в которой последовательно включены индуктивности рассеяния Ljn = Lsi +Ls2/n и активное сопротивление Да = Ri + ii -frj-fTZr (см. рис. 5.17). При взаимодействии в МТ двух плеч усилителя синусоидальный сигнал, поданный на вход усилителя, приобретает форму, изображенную на рис. 5.18. Ступенька, возникающая в начале каждого полупериода, имеет постоянную длительность и поэтому почти незаметна на низких частотах; на высоких частотах длительность ступеньки оказывается соизмеримой с длительностью полупериода, и коэффициент нелинейных (гармонических) искажений КГИ становится высоким.  Рис. 5.17  Здесь Пв = ЗтгРв; Riu - внутреннее сопротивление ламп одного плеча; = R/An? - сопротивление нагрузки, приведенное к одному плечу. Из этого соотношения следует, что если допустить КГИ = 1. ..2 %, то необходимо выпол-Рис. 5.18 Нить условие -Ь 0/(27г^в^.п) > 35 ...18. Для выполнения этого условия требуется изготовить МТ с весьма малыми Lsi и Ls2- На практике достигнуто значение г = Lgu/Li (ОД...0,2) %. Частотные искажения в ВК с МТ. Все предварительные каскады ММУ можно выполнить достаточно широкополосными, чтобы их частотными искажениями можно было пренебречь. И даже в предоконечном каскаде, выполненном в виде катодного повторителя или трансформаторного усилителя (если в этом каскаде и в ВК используются Тетроды), не сложно получить незначительные частотные искажения. Элементы мощного ВК значительно труднее выполнить оптимальными по отношению к частотным искажениям, поскольку параметры МТ и других элементов обусловлены большими действующими токами и напряжениями. Анализ частотных искажений удобно проводить по эквивалентной схеме каскада (рис. 5.17). Эквивалентная схема одного плеча включает внутреннее сопротивление ламп, установленных в плече, R- = = i?jM/ai(90°), емкости Ci = Са, все элементы эквивалентной схемы МТ: индуктивности рассеяния первичной Lsi и вторичной обмоток, индуктивность первичной обмотки L\, сопротивления потерь в сердечнике в первичной обмотке ri, во вторичной обмотке гг, емкость выходной части схемы С', емкость разделительного конденсатора С', индуктивность модуляционного дросселя и сопротивление анодной цепи ламп ОК R. Здесь штрихи означают, что величина элемента приведена к первичной обмотке по следующему правилу: С'а = Са/е- Г' - R! = R/n; С'2 = С2П Наличие в эквивалентной схеме реактивных элементов приводит к тому, что сквозная амплитуднр-частотная характеристика (АЧХ)
о Ли Пер пд а Рис. 5.19  Рис. 5.20 (рис. 5.19) остается равномерной только в области средних частот Пер = = 27гРср = 2тгКР;. В области нижних модулирующих частот из-за малого сопротивления Qhi и значительного сопротивления емкости Хсп = 1/(ПнС'п) а в области верхних модулирующих частот из-за параллельных емкостей Cl и Сг и последовательных индуктивностей Li и Ls2 АЧХ имеет значительные искажения (завалы). На средних частотах Fcp 500... 1000 Гц влиянием реактивных элементов можно пренебречь, поскольку параллельные Сь Li, Cj, L имеют сопротивления значительно больше R, а у последовательных L51, п' наоборот, сопротивления заметно меньше Д^,. Поэтому схема на рис. 5.17 для средних частот может быть представлена в виде схемы на рис. 5.20. Сопротивление потерь R для МТ с сердечником из хорошей трансформаторной стали велико и может не учитываться. Из полученной схемы легко определяется КПД МТ: Г/м.т = К/{П +Г'2 + К). Для области нижних частот эквивалентная схема изображена на рис. 5.21. Здесь АЧХ определяется элементами Li, Cq, L и R, причем при определенных частотах в цепи С', L может иметь место последовательный резонанс. Если этот контур слабо демпфи-. руется резистором 7, то АЧХ приобретает резкий выброс на частоте Р^ = 1/(27гУВД). в целях получения равномерной АЧХ в области нижних модулирующих частот выбирают Р^ < F, где Рд - нижняя частота полосы модулирующего сигнала (например, при F = 50 Гц F берут 20 Гц), а также принимают 
Рис. 5.21 Рис. 5.22 Из этих соотношений получаются расчетные формулы для Li и С^: L, = L = Lu/n Кг/{7гРУ): С^ = 1/(27гВД). Коэффициент частотных искажений при этих условиях будет не хуже Мн 1,2.. .1,6 дБ. Для области высоких частот модулирующего сигнала эквивалентная схема представлена на рис. 5.22. В этой области АЧХ определяют Сп, Ь^п, Q и KJ причем емкость С2 = (Сб-f С^,2-f Clm) составляется из емкости блокировочного конденсатора Сб в анодной цепи ОК (см. рис. 5.16), распределенных емкостей вторичной обмотки МТ и модуляционного дросселя. Что касается емкости Са, то она составляется из выходной емкости ламп Сак одного плеча, распределенной емкости половины первичной обмотки и специально добавляемого конденсатора Спо- Этот конденсатор предложил включать СВ. Персон для того, чтобы элементы схемы на рис. 5,16 составили П-образный фильтр с равномерной АЧХ в полосе Fcp...Fs. Элементы этого фильтра рассчитываются по следующим формулам: q; = qb/p: L, = aK/.. Ci = l/(aQX); C = Ci/b. Коэффициентам a, Ь; p целесообразно задать следующие значения: а = = 0,9; 6 = 2,3; р = 1,2 ... 1,5. При этом для реализации фильтра Персона приходится несколько увеличивать значения Сц и С'2 за счет включения дополнительных конденсаторов Спо и С20. Цепь экранирующей сетки ОК; анодная депь ПК. Выше было отмечено, что при тройной модуляции в ПК также реализуется амплитудная модуляция, синфазная с модуляцией в ОК. Для этой цели выходная часть ВК выполняется по схеме рис. 5,23,й, Если в ПК работает лампа с напряжением ниже, чем Eai {Е^.пк < Е^т), то соответствующее напряжение питания Е^.пк следует подать к нижнему выходу дросселя lm3, отсоединив его от дросселя Ь^а- В этом случае на аноде ПК будет напряжение Са.пк = Еа.пк -f с/ппк cosп<. Место вывода от вторичной обмотки МТ определяет величину Папк- При использовании в ОК тетродов схема выходной части ВК должна соответствовать рис. 5.23,5. Питание цепей анода и экранирующей сетки /iAO/(
 > /0< Рис. 5.24 производится от разных, выпрямителей. Расчет параметров режима ПК производится аналогично расчету ОК. в расчетах линейности mx и АЧХ ВК цепь С2, Ь^э может не приниматься во внимание, так как йг.пк по крайней мере на порядок больше Дг в ОК, а мощности, потребляемые от ВК анодной цепью ПК или цепью экранирующей сетки лампы в ОК, на порядок меньше Pi- Расчет параметров предоконечного каскада ММУ. При использовании триодов в ВК его входная цепь несколько усложняется для понижения уровня нелинейных искажений. Мощные правые триоды даже в недонапряженном режиме работают с большими токами управляющей сетки, нелинейно зависимыми от напряжения возбуждения. Это обстоятельство приводит к нелинейности нагрузки предоконечного каскада и, следовательно, к сильным нелинейным искажениям (НИ). Для их снижения предоконечный каскад выполняется в виде катодного повторителя (эквивалент генератора напряжения), рис. 5.24. Выходное сопротивление Двых = l/S катодного повторителя на лампах VL1 и VL2 с высокой крутизной 5 характеристики анодного тока получается малым (например, при 5 = 100 мА/В Двых = 10 Ом). При проектировании этого каскада следует стремиться получить Двых значительно меньше (в 10.. .20 раз) минимального значения входного сопротивления ламп VL3 и VL4 в ВК: Двыхпип - Ccmax/Tcl max- Лампы VL1 и VL2 (чаще тетроды) с левыми характеристиками работают без сеточных токов. Однако режим их должен быть таким, чтобы амплитуды импульсов анодного тока /ашах были бы в 2... 5 раз больше импульсов г'стах токов управляющих сеток ламп VL3 и VL4 в ВК. В качестве нагрузки ламп VL1 и VL2 (рис. 5.24) используются дроссели lki и Lk2- Индуктивность этих дросселей выбирается иэ условия hLki = Он-йЗ = (5 . . . 10)йвхтт- Предварительные усилители ММУ проектируются и рассчитываются по методикам проектирования и расчета усилителей звуковой частоты, К ним предъявляются два главных требования: малые нелинейные искажения КГИ 0,01 % и малые искажения АЧХ: Мд и Мв меньше 0,1 дБ. 5.6.2. ММУ с двухтактным усилителем класса D Одна из первых попыток заменить ММУ класса В на ММУ класса D была выполнена простой заменой двухтактного усилителя класса в двухтактным усилителем класса D [5.10]. Этот двухтактный усилитель служит для усиления модулирующего сигнала C/n(t), а для подачи постоянной составляющей 7а,от < ОК служит отдельный источник питания с напряжением и модуляционный дроссель Lj (рис. 5.25), В точке А складываются постоянная и переменная составляющие модулирующего сигнала, и к лампе ОК (вместо нее на схеме показано Rr) подводится напряжение Sa(i) = ат-Ьг/пСОзШ. Двухтактный усилитель класса D имеет следующее достоинство: отсутствие тяжелого, громоздкого и дорогостоящего модуляционного трансформатора и значительно увеличенный КПД усилителя, поскольку лампы мощного каскада работают в ключевом режиме, а постоянная составляющая анодного тока 7а.от ОК проходит через дроссель с малым сопротивлением обмотки rdo- Недостатком этого ММУ является необходимость иметь кроме выпрямителя с напряжением Е^т. также выпрямитель с удвоенным напряжением: Еп (2,1.. .2,2)Еаг. На рис. 5.25 приведена упрощенная принципиальная схема такого усилителя. Модулирующее напряжение Um подается к щиротно-импульсному модулятору и последующему импульсному усилителю (на схеме изображен единый преобразователь аналоговых сигналов в импульсные) и далее к лампе VL2. Управление второй лампой VL1 производится напряжением, падающим на сопротивлении R1 от анодного тока лампы VL2. Для того чтобы получить значительные токи и легкое управление без заметных потерь, необходимо использовать в качестве VL1 и VL2  Рис. 5.25 лампы с левыми характеристиками, большим начальным током (г'а при = 0) и высокой крутизной характеристики анодного тока S. Работает усилитель следующим образом. В установившемся режиме при {/м = О напряжение на конденсаторах С2 и СЗ устанавливается равным Еи/2, поскольку лампы VL1 и VL2 попеременно открываются на время половины тактового интервала Гт/2. С целью предотвращения перерывов тока в катушке Ld2 в моменты переключения ламп, например лампа VL2 закрылась, а лампа VL1 еще не открылась из-за большой входной емкости Сек, В схему параллельно с лампами VL1, VL2 включены рекуперационные VD1 и VD2. В моменты, когда на вход приходит положительная волна напряжения, лампа VL2 большую часть тактового интервала закрыта, лампа VL1 открыта и через нее проходит ток заряжающий индуктивность Ld2- В момент открытия лампы VL2 и закрытия лампы VL1 ток через катушку Ld2 не прекратится, поскольку индуктивность продолжает поддерживать ток, который теперь будет течь через диод VD2 и постепенно уменьшаться. При отрицательной волне модулирующего напряжения ток проходит через лампу VL2 и катушку Ld2, а после закрытия лампы продолжает течь через Ld2 и VD1. Что касается остальных элементов схемы усилителя, то они выбираются и рассчитываются, как обычно, для элементов фильтрации и развязки. Дроссель НЧ Ldi и конденсатор С1 служат для фильтрации питающего напряжения Е„ и могут рассматриваться как часть выпрямителя. Индуктивность Ld3 и конденсаторы С2 и СЗ - дополнительное звено фильтра для подавления тактовой частоты. Конденсатор С4 - разделительный; его емкость выбирается из условия С4 Ю/Пнг. где Пн - нижняя частота модулирующего сигнала. Расчет усилителя можно выполнять в следующем порядке, изложенном в [5.27]. Предполагая, что расчет параметров режима ОК выполнен и известны Plar, PitI 71 max! Pomaxl Poti Et, Ea,ma,x, 7aOmaxl а.от! Rr. определяем En = l,l£amax = 2,2£ат- Максимальная амплитуда тока через VL1 и VL2 /амм = E /{2R,). По Еп, 7амм и PiM = tv?Рог/2 выбираются подходящие лампы. Следует иметь при этом в виду, что Pi можно рассчитать при т = 0,7, поскольку при радиовещании средняя глубина модуляции обычно равна 0,35...0,45. Для ориентации отметим, что в фирменном передатчике с Piax = 600 кВт в качестве VL1 и VL2 применены лампы мощностью 125 кВт. Диоды VD1 и VD2 выбираются по следующим параметрам: обратное напряжение Еовр Е„; максимальный импульсный ток 1отзх = 7амм; прямое сопротивление открытого диода Ro (желательно возмож-Hd меньше); средний ток, протекающий через лампы и диоды: /vLcp = 0,5;п(0,5т/7г±0,125т2)Дв; IvD = ±0,5£;п(0,5т/7г ± 0,mm)R. Верхние знаки относятся к VL1 и VD1, нижние - к VL2 и VD1; максимальное значение среднего тока через диоды: /сртах = 0,057vDmax. При ш = 0,687. В [5,27] также приведены графики средних значений тока 7н(т), 7уь( ) и 7уо(п); определяют сопротивление ламп в открытом состоянии: 72rp=l/5rp (для триода); 72rp и 0,8£<:2/7амм (для тетрода); средняя полезная выходная мощность колебаний НЧ за период модуляции: Р„(т) = 0,252V(272r); коэффициент полезного действия усилителя 7ммУ Р^{т) + Рст{т) + Рфнч(т) + Рфр(т) + Р^а + Pbdi Здесь средняя мощность потерь на активных сопротивлениях ламп и диодов Rrp и Rd (за период модуляции): Р^( = (0,5n/7 r)[2Krp(mV8 + т^Зп) + 27?D(mV8 - т^/Зтг)]. Средняя мощность потерь на омическом сопротивлении ФНЧ (Сг, Ld3, Сз): фнч(т) = iO,bEn/Rr)mRLd3/2- Средняя мощность потерь в лампах из-за не мгновенного переключения Рфр(т) = (0,5£;п/7гг)т2ДгГвклтах/3, где Твклтах = 1,872bbbCbxS; Рвбв - выходное сопротивление блока возбуждения; CbxS - суммарная паразитная емкость, приведенная к сетке. Средняя мощность потерь из-за наличия выходных емкостей ламп и диодов Pea = (О, 5En/Rrf2Rr/{irXa); Ха = 1/(27гЛСа), где Са - суммарная выходная емкость ламп и диодов. Мощность потерь на омическом сопротивлении Rd модуляционного дросселя Ld4 Pud = RudaO- Расчет элементов ММУ: 1. Дроссель фильтра Lji выбирается при расчете выпрямителя и имеет индуктивность обычно несколько генри. 2. Конденсатор Ci выбирают из условия Xd < Xdi- 3. Фильтр Ld2, Ld3, С2, с3..: может быть различной сложности, смотря по требуемому подавлению тактовой частоты на выходе ММУ. Ёспи выбрать фильтр в виде полузвена Т^гСг по Баттерворту, то Ld2 = IARt/Ib. С2 = 0,7/(й,Ов), где Пв F 2жРв - высшая модулирующая частота. 4. Разделительный конденсатор С4 выбирают из условия 1/(ПпС4) < 72r/10. 5. Сопротивление Ri выбирают так, чтобы падение напряжения на нем IvhiRi 7?сотс, где Есотс -напряжение отсечки анодного тока Л2МП VL1 и VL2. Сыбор тактовой частоты /т делают из известных соображений: и = (5...7)Fb. Диоды VD1 и VD2 пропускают очень небольшой средний ток {1оср< < 7отах/10). Поэтому целесообразно их выполнить в виде цепочек твердотельных диодов практически без специального охлаждения. 5.6.3. Мощное модуляционное устройство с усилителем класса D по параллельной схеме При разработке ММУ параллельного типа стремились избавиться от недостатков предыдущего ММУ, а именно от необходимости источ-никапитания с удвоенным напряжением (около 2Бат). Также было желательно,выполнить формирование модулирующего сигнала в одном устройстве с высоким КПД [5,11-5,15], В связи с этим в качестве оконечного каскада такого ММУ был выбран однотактный преобразователь постоянного напряжения с параллельным включением коммутируемого элемента (рис, 5,26). Здесь 7др - дроссель с большой индуктивностью (несколько генри), VL - лампа, работающая в ключевом режиме, VD - диод с малым сопротивлением в открытом состоянии, Сф - конденсатор фильтра, R - сопротивление нагрузки - анодная цепь оконечного каскада. Коэффициент передачи по напряжению (или статическая модуляционная характеристика) устройства по этой схеме Ке = Е^/Е^ является нелинейной функцией от продолжительности управляющих импульсов и скважности: Е^ = Еп/Тн, где 7н = Тн/тх = -г, где Тц - длительность текущих импульсов; Тх - длительность тактового интервала  Рис. 5.26 С 0,25 Ц5 уи Рис. 5.27 (гт = 1 т); /т - тактовая частота; 7н = Ги - нормированная длительность импульсов. График для КЕ приведен на рис. 5.27. Если сопротивление потерь Ьщ VL и VD нулевые, а Дн очень мало, то график 7\е при 7н 1 стремится к бесконечности. При наличии потерь в указанных элементах и реальных значениях Дн = Дг величина достигает максимума при 7и 0,75 и затем падает до нуля. В устройстве рис. 5.26 при 7и = 0; Ги = О лампа VL закрыта и в цепи Е-а, Lrp, VD и Дг течет постоянный ток, равный 7о = En/Rs- Если теперь к сетке лампы подать импульсы, отпирающие лампу на время Ги, то во время прохождения импульса сопротивление лампы Куь О, напряжение на аноде лампы = О, дроссель Ьщ, оказывается закороченным на источник питания, ток в дросселе увеличивается и дроссель накапливает энергию. В момент прекращения действия импульса лампа закрывается, и на ее аноде возникает напряжение Еп+Ещ {Ещ = -bdi/dt). Это напряжение, после того как оно превысит напряжение на Сф, открывает VD на время Гт-Ги, и напряжение на Сф и Дн повыщается. По мере увеличения 7и увеличивается запас энергии в Ьщ и увеличивается Ец. Несколько сложнее объяснение работы устройства в динамическом режиме, когда на управляющую сетку VL подается модулированная последовательность импульсов: Ти(<, Un) = r o(C/n) - T m{Un) COS Qt. (5.1) Здесь Ги(*, Ua) - текущая последовательность импульсов от щирот-но-импульсного модулятора ШИМ, зависящая от времени t и амплитуды модулирующего сигнала Uq, который был подан на вход ШИМ; Tao{Un) - длительность импульса в режиме несущей (молчания); Tnm{Un) - амплитуда изменения длительности импульсов при модуляции; D = = 27rF - модулирующая частота. Отметим, что индуктивность дросселя Т^др выбирается из условия Он1др = (1... 3)Дн и, следовательно, через дроссель в течение периода самой низкой модулирующей частоты (Гн = 27г/Он) течет практически неизменный ток Iq. Изменение тока Iq может происходить лишь при изменении амплитуды Uq модулирующего сигнала. Пульсации напряжения с тактовой частотой /т в сопротивлении нагрузки Дн можно не -1-О^ 0-1-L Рис. 5.28 учитывать, поскольку они сглаживаются конденсатором Сф, а при необходимости дополнительным фильтром (см. схемы на рис. 5.28). Напряжение на нагрузке Д^ определяется средним значением тока, протекающего через VD: ен = Днгуо = Дн/о(гт - г„)/гт = Дв/о(1 - ? ). (5.2) Подставив (5.1) в (5.2), найдем в виде функции времени: бн = Дн7о[1 - тм{ип)] = Дн/orиm(г/n)cosDt. Первое слагаемое в правой части соответствует величине несущей при ААМ, второе - мгновенному значению колебания звуковой частоты. Из этого уравнения после усреднения его за период звуковой частоты найдем среднее значение постоянного напряжения на нагрузке Д„: En.cp{Ua) = Дн/о[1 - r o(t/n)] и коэффициент модуляции напряжения на нагрузке, а значит, и коэффициент модуляции в ОК: m(f/a) = г„ш(С/а)/[1 - f o{Ua)]. В формулах для Е^.ср и m{Ua) все входящие в них переменные зависят от амплитуды Uq, если модуляционная характеристика ШИМ линейна, т.е. Tam{Ua) = KmauUn; Кшим = const. Это означает, что при изменении Uq будет изменяться in.cp (из-за изменения fv,o(C/n)), а модуляция будет идти с искажениями, поскольку динамическая модуляционная характеристика в этом случае оказывается нелинейной: m = 0,666п + 0,148 + 0,006бб п, где Ua = Ua/Ua Можно найти точный закон изменения модуляционной характеристики ШИМ, при котором Е'н.ср будет постоянно, а т Uq. Однако практически в этом нет необходимости. Достаточно это сделать приближенно, путем усложнения входной схемы (рис. 5.29). Приняв  Рис. 5.29 Тиофп = 0) = 0,25 и применив дополнительный линейный детектор ДЕТ во входной цепи ШИМ, можно получить следующие соотношения: тпофп) = 0,25(1 + Un): т = 2Un/{3 - Un)\ Е^.срФа) = 4(3 - Un)/i9 -т 6Un + ЪП). При этом оказывается, что Еи.срфа, = 0) = 1,33, т.е. при проектировании можно руководствоваться соотношением Ей = £ат/1,33. Для реализации такого режима входная цепь коммутируемой лампы VL должна содержать компрессор КОМ для предотвращения перемодуляции, линейный деректор ДЕТ (желательно с порогом для большего снижения искажений), источник смещения Ее и сумматор СУМ. Результирующий сигнал после сумматора поступает на вход ШИМ. Полная принципиальная схема выходного каскада ММУ приведена на рис. 5.29. На схеме изображены: модуляционный дроссель (здесь Т-образный фильтр D1D2C1), заградительный фильтр для тактовой частоты D3C2, коммутируемая лампа VL, диод VD, фильтр для подавления составляющих тактовой частоты в нагрузке D4C3C4 и сопротивление нагрузки йг- Элементы схемы выбираются из следующих условий: 1др = (1...з)/гг/0н. Частота среза фильтра D3C2 /ср л/Рв/т- Коммутируемая лампа может быть того же типа, что и лампа в ОК. При небольших мощностях передатчиков (до 100. ..200 кВт) целесообразно применить специально разработанные лампы с магнитной фокусировкой (ГК-12, ГК-13), отличающиеся малым сопротивлением игр = l/Srp- Правда, при этом оказывается сложной входная цепь таких ламп. В качестве диода VD можно использовать водородные газотроны с малым <восст или цепочки из полупроводниковых диодов, допускающие обратное напряжение 2Еат и максимальный ток > 2/ат. КПД ММУ рассчитывается так же, как и КПД предыдущего усилителя. Примеры расчетов рассмотренного усилителя приведены в [5.14, с. 178-179, 5.18, с. 108, 109]. В статьях [5.13-5.15] приведены практические схемы, режимы и результаты измерений ММУ с мощностью от 10 до 150 кВт АЧХ исследованных устройств соответствует существующим нормам. Для получения уровней нелинейных искажений, соответствующих ГОСТу для вещательных передатчиков, оказалось необходимо строить сложную входную цепь коммутируемой лампы, а весь мощный усилитель вместе со входной цепью охватывать очень глубокой частотно-зависимой ООС (до 26 дБ). 5.6.4. Мощные модуляционные устройства с усилителем класса D по последовательной схеме Упрощенная схема усилителя. Многочисленные исследова- ния в России и за рубежом показали, что наиболее пригодным мощным усилителем для ММУ является усилитель класса D, собранный по последовательной схеме. Усилитель этого типа обладает следующими достоинствами: а) в нем можно использовать такую' же лампу, как и в ОК; б) один вывод нагрузочного сопротивления Rj. (т.е. катод лампы ОК) соединен с корпусом; в) катод коммутируемой лампы VL соединен с корпусом через большую емкость, поэтому влияние емкостей накального трансформатора и источников напряжения питания для экранирующей и управляющей сеток будет малозаметно; г) усилитель имеет хорошую устойчивость, допустимую АЧХ и малые искажения (1...2 % или' -40...-50 дБ) и поэтому уже нашел применение в нескольких типах мощных зарубежных вещательных передатчиков. Усилитель класса D по последовательной схеме (рис. 5.30,а) содержит коммутируемую лампу VL, на управляющую сетку которой от широтно-импульсного модулятора ШИМ подаются импульсные сигналы. Напряжение импульсов выбрано так, чтобы лампа работала в ключевом режиме. Анодный ток этой лампы представляет последовательность импульсов с несколько скошенной вершиной из-за влияния индуктивности дросселя Ьф. В момент отсечки тока, текущего через лампу VL и дроссель Ьф, на дросселе возникает напряжение еьф = -Ьф di/dt, открывается рекуперационный диод VD и в цепи VD, Ьф, продолжает течь ток за счет накопленной в дросселе Ьф энергии. Индуктивность Ьф и емкость Сф являются Г-образным фильтром, подавляющим колебания тактовой частоты и ее гармоник. Поэтому на нагрузке R. выделяется напряжение, пропорциональное входному модулирующему напряжению С/м-  Рис. 5.30 На рис. 5.30,6приведен вариант схемы последовательного усилителя класса D, в котором дроссель Ьф выполнен в виде двух магнитно-связанных катушек L1 и L2, перенесенных в анодную цепь лампы. Через одну катушку течет ток лампы VL, а через другую - ток диода VD. Для увеличения связи между катушками включен конденсатор Са. Накопленная в катушке L1 энергия во время протекания тока через лампу после его отсечки через Са и магнитную связь передается в катушку L2 и вызывает ток в цепи L2VDflr. Таким образом, ток в не прерывается. Конденсатор Сф, имеюидий сопротивление для тактовой частоты \/шт.Сф много меньше, чем Дг, ослабляет в нагрузке Дг токи составля-юидих тактовой частоты и ее гармоник. Следует, наконец, отметить, что усилитель можно выполнить с катушками L1 и L2 магнитно не связанными. Нужно лишь увеличить их индуктивность примерно в два раза и увеличить емкость конденсатора Са. Методика расчета параметров режима усилителя класса D с последовательной схемой. В работах [5.11, 5.14, 5.16] подробно изложен принцип работы этих усилителей, приведены эпюры напряжений и токов. В [5.16, 5.18] приведен энергетический анализ этих усилителей, дана методика расчета параметров усилителей для квазигармонического модулируюидего сигнала (радиовеидание с AM), приведен пример расчета энергетических параметров. Поэтому при проектировании ММУ по такой схеме для передатчиков с амплитудной модуляцией следует использовать методику расчета из [5.18]. В этом же разделе ниже и в [5.16] приводится методика расчета параметров режима усилителя огибаюидей, используемого в передатчике для радиовеидания с ОМ и ослабленной несуидей (НЗЕ, КЗЕ). Построенные по последовательной схеме ММУ и моидные усилители огибаюидей (МУО) - это одно и то же техническое устройство, используемое в разных системах передатчиков. В методике расчета ниже учтена также возможность реализации автоматического регулирования уровней несуидей (АРН), о чем более подробно будет сказано ниже. Модулированный сигнал с ОМ ослабленной несуидей на выходе передатчика записывается в виде Uou{t) - locKjjn)Un + %тах гсо5(а;о + П) Здесь t/н = %тах - амплитуда несуидей и боковой полосы; т - коэффициент модуляции в боковой полосе; foe - коэффициент ослабления несущей (тос = 1,0 при НЗЕ, 7ос = 0,5 при КЗЕ); А'н(т) 1 - коэффициент для регулирования несущей при АРН. Если АРН не предусматривается, то ниже во всех расчетах нужно положить А'н(то) = 1. Нормированные огибающие модулированных колебаний при AM и С/м.ам = С/т(1 + тсозШ)/2; Uu.oML - tormax VjoJQM + + bocKnirri) cosQV(l + Toe). При подаче [/ .ам или на ШИМ с тактовой частотой Д и тактовым интервалом нормированные длительности ШИМ импульсов будут иметь вид: при АЗЕ f (i) = 0,5(1 cosflQ; при НЗЕ и КЗЕ f {t) = y/7J<l{m) m2 -f 2уос1<н{т) со5Ш/(1 + +Тос). Приведенная длительность импульсов тока в рекуперационном диоде V0 равна r D{t) = I - 4t)- На интервале O...T (t), когда лампа открыта, напряжение Ец прикладывается к фильтру ЬфСф. Индуктивность Ьф конечна, и поэтому вершины импульсов тока имеют нарастающий характер, импульсы же-тока г'д в момент запирания лампы (и соответственно отпирания диода) равны а, затем постепенно спадают из-за разряда индуктивности Ьф. Ток нагрузки складывается из средних значений токов г'а и ijj. Тактовую частоту обычно выбирают с условием, что (3 ... 7)Ртах, Ртах - верхняя частота спектра модулирующего сигнала, или Tt ?Mmin/(3 ... 7), где Тмтт - минимальная длительность периода модулирующего сигнала. В этом случае напряжение С/н(Ги) на нагрузке Д„ = Дг, ток в нагрузке %(? ) и мощность, выделяемую в нагрузке, можно записать следующим образом: ад) = п? ; Uf ) = t En/Ru: РпШ = т^Е1/Яп. Средние значения токов, протекающих через лампу и диод за период модуляции, /а.ср(т) = fiEa/K; lD.cp{m) = fj(l - T)En/Rn. Средняя мощность, отдаваемая в нагрузку усилителя: Щт) = Рп{т„) = QEljRn = Q{En - eocrf/Rn, где Q = Ыки^п) + т^]/{1 + уоу. Средние мощности потерь в лампе Да. в диоде Д/? и в омическом сопротивлении фильтра Дф равны: где = е^фД-р; Ро = гЬзфД^,; Дф = ii.Ra; 1эф(?и) = г^ф(г„) = =.Б„7Д^.
Таблица 5.4
Если расчет ведется для ММУ, используемого в передатчике с AM, то значения т^, и г^(1 ~ Ги) можно найти в [5.11]. Если же МУО рассчитывается для передатчика с ОМ, то зти величины можно получить из табл. 5.3. Значения 5i(7oc), 53(700) при 70с = 1 (излучение НЗЕ) и 70с = 0,5 (излучение R3E) приведены в табл. 5.4. Приведенные выше расчетные формулы справедливы для ключевого усилителя класса D с идеальным ключом. В реальных ММУ на реальных приборах, в которых пролет электронов в лампе или диоде занимает время Тар, а между анодом и катодом существуют паразитные емкости. Са.к, импульсы анодного тока имеют трапецеидальную форму, т.е. на интервале Тпр лампа находится в недонапряженном режиме, вследствие чего в лампе появляются дополнительные потери; Рпр = £п*Э'пртах/6Дн- Потери из-за паразитных емкостей приблизительно равны Рс.вых = и;тСа.к£п/4т. Коэффициент полезного действия ММУ вычисляется по формуле тму{т) = Рн(т)/(Рн(т) + Ра{т) + Ро{т) +, -f Рф(га) -f Рпр(га) + Рс.вых). Для ориентировочной оценки КПД можно воспользоваться упрощенной формулой, которая получается при рассмотрении упрощенной схемы устройства (рис. 5.31); ?ММУ = 1 - ба.ост/Еа{т). Са.оет Рис. 5.31 В тех случаях, если в ММУ желательно выбрать произвольные лампы и диоды, они должны допускать следующие средние значения тока при m = 1 и 7ос = 1: /а.ср,= <5а/Рн = 0,5;а/Рн = 0,5/аОтах; Ьср = (g5ГёfoЛ- Q)EaiR = 0,21/аОшах. Некоторое искажение формы импульсов ia и го из-за наличия Са.к и Со приводит к нелинейности модуляционной характеристики. Статическую модуляционную характеристику можно вычислить из формулы и^/Еп = 0,5[г„/гт + л/(г„/г02 + 8Рн(Са.к + Со)/Ы, где и„ - сопротивление на нагрузке Рн- Из формулы следует, что чем меньше Ян. Са.к и Со и больше Гт, тем лучше линейность модуляционной характеристики. Например, если принять Рн = 500 Ом, Сак = 10 пФ, Со = 20 пФ и Гт = 2 - 10~ с, то КГИ при т = 1 достигает 1,2... 1,4 %. Наличие в схеме ФНЧ несколько снижает КГИ. Пример расчета. Исходные данные: режим НЗЕ, 70с = 1, лампа ГУ-104А, Р-г - 1900 кВт, диоды 2ХГКД1-300/45 без АРН, К^{т) -1,9 = 75°, КПД анодной цепи ОК 7)а = 0,8, Ватах = 28 кВ, еа.ост = 1,5 кВ. Потребляемая мощность Яо max = Pim3.x/va. = 2380 кВт, постоянная составляющая /аотах = 85 А, сопротивление анодной цепи лампы Ri = Кл = 330 Ом. Для ММУ выберем также ГУ-104А с минимальным Ес2, при котором ток aOmax = 85 А Возникает при отрицательном напряжении на управляющей сетке. По статическим характеристикам получим: 1. Ес2 - 1,5 кВ; бетах = -28 В; Rrp = 17,6 Ом. 2. Ес2 = 1,4 кВ; бетах = 25 В; Rp = 16,6 Ом. 3. Ес2 = 1,0 кВ; бетах = 20 В; Ягр = 12 Ом. После аппроксимации получим Есз = 1,2 кВ; естах И О В; Ягр = 14 Ом. При этих параметрах средняя полезная мощность, отдаваемая в нагрузку, (та = 1) = QEljlRji = 1187 кВт, средняя мощность, рассеиваемая на аноде лампы, К = ElRpQVj/R = 13,5 кВт Средняя мощность потерь в диодах Рд = EnRx)[f(l - Ти)]/Я2 = 14,5 кВт. Средний КПД МУО без учета потерь в фильтрах, Яйр и Рс.вых получается при ПшЖуЫ = РЛ-)1\РАш)Л-Р^{т) + Яд (та)] = 0,977 (и 98 %). Полная схема усилителя. Полная схема усилителя, пригодная для реализации, показана на рис. 5.32. Она, полностью повторяя схему рис. 5.29, дополнена элементами питания лампы VL и управления. Цепь накала лампы VL и диода VD (если он не полупроводниковый) питается от сети через накальный трансформатор ТрН. Напряжение питания управляющего транзистора VT подается от выпрямителя ВЕС. Напряжение питания на экранирующую сетку подается от выпрямителя ВЕС2. Оба выпрямителя содержат трансформаторы для подключения к сети переменного тока. Очень важно отметить, что все элементы схемы, включаяЛ/L, VD, VT и УС, по отношению к корпусу находятся под большим напряжением звуковой частоты, колеблющимся в пределах О Е^ Е^тах ~ Е^, 1 ... 18 19 20 21 22 23 24 ... 33 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||