|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 10 11 12 13 14 15 16 ... 33 дополнительное сопротивление, включаемое для достижения заданных КБВфтт и неравномерности АЧХ. Легко видеть, что схемы рис. 3.27 являются дуальными схемам рис. 3.25. Исходные данные для проектирования; граничные частоты /н и /в, значения Гвх и Lbx в эквивалентной схеме рис. 2.9,6 для транзисторов с ОБ или с ОЭ; допустимый КБВфтт ли неравномерность АЧХ в полосе пропускания 5доп (или ДОдоп). Расчет ведут в следующей последовательности. 1. Определяют коэффициент а* = 27г(/в - /н)Ьвх/гвх- 2. При заданном КБВфтт (или 6до либо Дадоп) из табл. 3.7 или 3.8 находят значение коэффициента ai для разных т. Важно, что увеличение m до 3.. .4, переход от низкочастотной к полосовой схеме и от фильтрового к оптимальному способу согласования повышают значение ai. 3. Если ai оказывается меньше а*, необходимо последовательно с входным выводом транзистора (рис. 3.27) включать дополнительный резистор йдоп = 27г(/в - /н)Ьвх/а1 - вх- Видно, что чем больше ai, тем меньше Ддоп и тем меньше проигрыш в коэффициенте усиления по мощности, определяемый как Кр 7iДэк/7э(вх + Ддоп), где 7ki, 1 (или 7б) и Дэк берут из электрического расчета генератора. 4. Для выбранной схемы и ai из табл. 3.7 или 3.8 берут значения коэффициентов а2 - 0:4 \л г. 5. Рассчитывают значения LC-элементов и Двх.ном в схемах рис. 3.27: 27г(/в-/ )(Гвх + Ддоп)* 27г(/в-/ ) г аз(Гвх + Ддоп) 2Ч/в-/н)(Гвх+Ддоп) Двх.ном - ( вх + 72доп)- При расчете низкочастотной цепи надо принять /н = О, а при расчете полосовой значения дополнительных элементов С1, L2, СЗ и L4 находят из условия настройки в резонанс всех контуров на частоту /о = V/b/h. При небольших коэффициентах перекрытия по частоте Kj = = /в н < 2...3 входные согласующие цепи генераторов на лампах, на МДП-транзисторах с ОИ, на биполярных транзисторах с ОБ и с ОЭ можно выполнять на ФНЧ-трансформаторах [2.3]. Достоинства и недостатки таких цепей перед ФНЧ с равноколебательнои АЧХ такие же, как при построении выходных цепей (см. § 3.4). 3.6. Проектирование и расчет депей коррекции АЧХ мощных транзисторов Для биполярных транзисторов по схеме с ОЭ в диапазоне средних и высоких частот (/ > 0,3/т 121эо), что наиболее характерно при построении широкодиапазонных генераторов, надо, во-первых, учитывать снижение модуля коэффициента усиления /1313 с ростом частоты, юр г. CZ}- С, пар пор 1 р пар рохОЗ  Рис. 3.28 во-вторых, использовать более сложную эквивалентную схему входного сопротивления на рис. 2.9,а. Поэтому при 7\/ > 1,1... 1,2 входную цепь надо выполнять как корректирующую АЧХ, т.е. компенсирующую снижение коэффициента усиления транзистора в рабочем диапазоне частот /н--./в. Специфика мощных генераторных транзисторов и ГВВ состоит, во-первых, в том, что, как правило, один из электродов транзистора (в биполярном - эмиттер или база, в полевом - исток) соединен с корпусом и включение последовательно с ним корректирующих LCR-элементов неприемлемо. Во-вторых, помимо достижения в заданном диапазоне частот от /н до /в постоянного уровня колебательной мощности на выходе ГВВ, как правило, важно обеспечивать близкое к резистивному и постоянному по величине входное сопротивление данного каскада, поскольку оно определяет нагрузку для предыдущего каскада. Входную корректирующую цепь можно строить следующим образом. В заданном диапазоне частот предыдущий каскад работает на постоянную резистивную нагрузку вх(/) ДвхЕ = вхоэ+гкор (рис. 3.28) и обеспечивает постоянную амплитуду входного напряжения С/вх(/) const. Для компенсации снижения /г21э с ростом частоты / амплитуда входного (базового) тока транзистора данного каскада должна изменяться приблизительно обратно пропорционально Лоь- Для этого на входе транзистора включают дополнительные корректирующие элементы (рис. 3.28) Ькор, Гкор и параллельную цепочку ДкорСкор, которые изменяют соотношение между элементами входной эквивалентной схемы транзистора (вхоэ, вхоэ и ДвхОэСвхОэ) и обеспечивают результирующую максимально гладкую или равноколебательную АЧХ коэффициента передачи (рис. 3.29). Чтобы входное сопротивление цепи коррекции, являющееся нагрузкой для предыдущего каскада, было близким к постоянному и резистивному вх(/) ~ Двх во всем диапазоне частот, параллельно включают дополнительную последовательную цепочку из резистора Гпар и комплексного сопротивления пар, состоящего из емкости Спар и последовательной цепочки парДпар (см. рис. 3.28). Отметим, что такая цепь коррекции АЧХ строится на достаточно низких частотах, когда снижение Л21Э с ростом частоты не столь велико относительно Л21э0 и Кр транзистора на / = Д составляет не менее 10.. .15, так что при включении цепи коррекции из-за потерь в Гкор и Дкор величина Кр сохраняется достаточно большой. Ш/к(о)] Ривмомлебательная АЧХ, f >0  Максимально главная АЧХ Расчет цепи коррекции на рис. 3.28 ведут в следующем порядке. 1. По (2.17а) определяют 1вхОЭ. ГвхОЭ, ДвхОЭ и СвхОЭ- 2. Рассчитывают вспомогательные коэффициенты; а* = 2х/в1вхОэ/гвхОэ; (* - ДвхОэ/гвхОЭ- 3. Находят коэффициенты а и 5: при максимально гладкой АЧХ (3.20) при равноколебательной АЧХ ; <T = aiyJ{l-S)IS-\; где = Л21эо/в т - относительная верхняя рабочая частота; [.расч i> = {l-8)n+6v. (3.21) Выбор максимально гладкой или равноколебательной АЧХ и неравномерности 6 (или Да = 10 lg[l/(l -(5)]) в полосе пропускания (рис. 3,29) диктуется не только получением положительных а и сг, но и максимальным приближением их к а* и сг* (3.20), которые обеспечивает транзистор. Оппозиции практической реализации цепи коррекции и достижения наибольшего коэффициента усиления по мощности важно обойтись без включения сопротивления Гкор (для этого должно быть а* < а и сг* < сг), а по возможности и без ДкорСкор-цепочки. Поэтому в процессе последующего расчета может потребоваться расчет новых значений о и сг для другого значения 6 и меньшего /н.расч < /н. вплоть до /н.расч = о, и переход от одной АЧХ к другой. 4. В зависимости от соотношений между необходимыми коэффициентами а, сг и а*, сг* включают те или иные корректирующие элементы. При одновременном выполнении неравенств а* < а и сг* < сг включают индуктивность Lkop цепочку ДкорСкор (при Гкор = 0): Ькор - - вхОЭ! Дкор = вх ОЭ - Двх ОЭ; Скор - 27Г7б г/тЛкор Если а* > а, г* г, то сначала определяют Гкор и <т**: Гкор = 27г/вХвхОэ/ - вхОЭ; <** = Двх Оэ/(*бхОЭ + *кор)- Если (Г** < г, то помимо Гкор включают ДкорСкор-цепочку: Дкор = (вхОЭ + Гкор) - ДвхОЭ; Скор - -7 /ТГ/, 21э0. тДкор Если (Г** > (Т, то включают большее сопротивление Гкор и дополнительную индуктивность Ькор- D / г ( вхОЭ + кор) , кор = ЛбхОЭ/* - *вхОЭ; tKop - -Г-J-- При сг* (Г, а* 7 а рассчитывают сопротивление Гкор и определяют коэффициент а**: Гкор = ДвхОэ/о- - вхОЭ; ОС** = 27Г/в£вхОэ/(гбхОЭ + Гкор). Если а** < а, то включают индуктивность Ькор = (гвхОЭ + Гкор)/27г/в - ХвхОЭ- Если а** > а, то включают большее по величине Гкор и ДхорСкор-цепочку; Гкор = 27г/в^вхОэ/ - ГвхОЭ; Дкор = ((гвхОЭ + кор) - ДвхОЭ; Скор = /121эо/(27г/тДкор)- 5. Рассчитывают резистор Гпар и элементы сопротивления Zaa.p- *пар = ГвхОЭ + Гкор; Спар = (вхОЭ + Ькор)/(ГвхОЭ.+ Гкор); (ГвхОЭ + Гкор) (3.22) Свх ОЭ + Скор ДвхОЭ + Дкор (гвхОЭ + Гкор ) СвхОЭ Скор р пар - т; ТТ; . пар - Если отсутствует ДкорСкор-Цепочка, то при расчете Lnap вместо СвхОэСкор/ССвхоэ + Скор) следует подставлять СвхОЭ- 6. Входное сопротивление цепи коррекции Йвх2 = вхОЭ + Гкор. 7. В формулы (2.186) вместо ГвхОЭ, вхоэ и Ьвхоэ подставляют соответственно Гвхоэ + Гкор, Т^вхоэ + Дкор и 7:вхоэ + Ькор и определяют Гвх и Хвх на частоте f = f, 8. Определяют модуль результирующего входного сопротивления 12вх(/) = \/riJjy+lJj) на частоте / = /в (без учета шунтирующего действия Гпар и 7/парСпар-КОНтура). 9. Амплитуда входного напряжения t/gx = 7б(/в)вх(/в). где 7б(/в) берется из расчета по (2.146) входной цепи транзистора на частоте / = /в- 10. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада, Рвх = 0,5UiJRxS. И. Коэффициент усиления по мощности данного каскада с учетом потерь во входной цепи коррекции рассчитывают по (2.20). При практической реализации LCR-элементов в первую очередь надо обращать внимание на уменьшение индуктивностей выводов конденсаторов Скор, Спар и сопротивлений Дкор, Гпар (индуктивности выводов сопротивлений Гкор и Дпар можно учесть соответствующим уменьшением индуктивностей Lop и Т^пар). Сопротивление Дпар обычно составляет доли ома, и его часто реализуют за счет потерь в индуктивности Lnap. Реализация других сопротивлений зависит от мощности, рассеиваемой в них. Потери мощности в сопротивлении Дкор Prkop = 0,57(/)Дкор/[1 + (27г/ДкорСкор)]; (3.23) в сопротивлении Гкор Дгкор = 0,57(/)гкор: (3.24) в сопротивлении Гпар р naplPap + (27r/Lnap - 1/27г/Спар)] гпар - )Э1/вх Lnap \ . Л л г пар + Рп Гпар Дпар + ) + (2 ТГ/Lnap Гпар - Тз-25а) в сопротивлении 72пар Г Рйпар = Q,5U, Рпар/(27Г/Спар) ГпарТ^пар Ь l-nap (3.26а)  
Рис. 3.30 Поскольку потери на Ркор примерно постоянны во всем диапазоне частот от /н до /в, а на Гкор максимальны на частоте / = Д, то расчеты потерь по (3.23) и (3.24) проводят при / = /в и подставляют значение тока базы 7б(/в) из расчета входной цепи транзистора (см. § 2.3). Наоборот, потери в Гпар и Рпар максимальны при / = Д, и поэтому расчеты по (3.25а) и (3.26а) проводят на Д, причем при Kj = Д/Д > (3.. .5) мощности Ргпар и Рдпар иа f = fa можно определять по приближенным формулам: р ~ о 5А/2 (Гплр -Г Лпар; Рйпар 0,5г7в'х (Гпар -Ь Рпар) (3.256) (3.266) Рассмотренная схема цепи коррекции непосредственно подходит для транзисторов, работающих в режиме класса А без отсечки тока. При работе с отсечкой тока из-за нелинейности входного сопротивления транзистора и шунтирующего действия сравнительно небольшого сопротивления Гпар + пар может нарушаться режим возбуждения гармоническим током. В таком случае при работе транзистора в режиме В (в = 90°) целесообразно применять двухтактные генераторы и сопротивление пар включать одно на оба транзистора без заземления средней точки (рис. 3.30). Поэтому после расчета элементов цепи коррекции для одного транзистора (на одно плечо схемы) значения Lnap, Рпар и Гпар увеличивают, а Спар уменьшают в 2 раза. Иногда для симметрии схемы оставляют два резистора Гпар, как показано на рис. 3.30, где сопротивление Рпар реализуется за счет потерь в индуктивности Lnap- Пример. Рассчитать элементы цепи коррекции транзистора 2Т927А в диапазоне частот 3. ..30 МГц. 1. Значения ! , х. Pi. ьх, г^х, Яъх и Свх берем из примера § 2.3. 2. Вспомогательные коэффициенты а* = 2-3,14-30-106-5,58-10-9/1,44 = 0,73: <г = 1,39/1,44 = 0,96. 3. Коэффициенты = 30 30 10 /200 10* = 4,5; v = 1 + (3/30) = 1,01; tl = 1- (3/30)2 0,99; V = (1 - 0,25) 0,992 025 1,01 = 0,99 при 5 = 0,25 и л = /н.расч;. а = 4,5/(4,5,99/0,25 - 1,оГ = 1,3; <г = 1,3 4,5 х Х0,5л/0,99/0,25 - 1 = 4,82. 4. Поскольку а* < а и ст* < сг, определяем: Lxcp = 1,3 1,44/(2 3,14 30 10*) - 5,58 10- = 4,35 нГн; Дкор = 4,82 1,44-1,39 = 5,55 Ом; Ск<,р = 30/(2-3,14-200.10.5,55) = 4300 пФ. 5. Находим Гпар = 1,44 Ом; С^ар = (5,58 + 4,35) 10-9/(1,44)2 = 4789 пФ; Ьпар = [0,017 0,0043 . 10-12/(0,017 + 0,0043 10-l2)]i,442 = уд Гн; Дтар = 1,442/(1,39 + 5,55) = 0,3 Ом. 6. Входное сопротивление цепи связи ЯвхЕ - 144 Ом. 7. Определяют ЯвхОЭ + Дкор = 1,4 + 5,55 = 6,95 Ом; Ь^хОЭ + Ькор = 5,58 + +4,35 = 9.93 нГн; г^х = 1,44 + 6,95/(1+ (30-30/200)2] iJ67 0m; i:,x = 2-3,14-ЗОх X 10б 9,93.10-9 - 6,95 . (30 зо/20й)/[1 + (30 30/200)2] = 0,4 Ом на частоте 30 МГц. 8. Модуль результирующего входного сопротивления Zx = -v/l,7672 + 0,42 = = 1,81 Ом. 9. Амплитуда входного напряжения Ux = 2,48 1,81 =: 4,49 В. 10. Мощность возбуждения Рвх = 0,5 4,492/1,44 и 7 Вт. 11. Коэффициент усиления Кр = 80/7 = 11,4. 12. Максимальные мощности, рассеиваемые на Якор. Гпар и Дпар, определяются соответственно по (3.23), (3.256) и (3.266): Дякор = 0,5 2,482 . 555/(1 + 2 . 3,14 30 10* 5,55 4300 10-12)2 os Вт; Ргпар = 0,5 4,492 . 1,44/(14 + о,3)2 = 4,8 Вт faiap = 0,5 4,492 . 0,3/(1,44 + 0,3)2 1 Вт. Входные цепи коррекции МДП-транзисторов при верхней граничной частоте выше /* и /** (2.28) можно строить по тем же схемам, что и на рис. 3.28 и 3.30. Но поскольку в эквивалентной схеме МДП-транзистора на рис. 2.9,в по сравнению со схемой биполярного транзистора на рис. 2.9,а отсутствует сопротивление R, то в схемах рис. 3.28 и 3.30 исключают сопротивления Rop и йпар- Аналогично как для биполярных транзисторов, такая цепь коррекции применяется на относительно низких частотах, когда Кр транзистора на / = /в достаточно велик и при включении цепи коррекции из-за потерь в Гкор он остается не ниже порядка 10. Цепь коррекции рис. 3.28 применительно к МДП-транзисторам рассчитывают в следующем порядке. 1. Определяют по (2.26) Ьвхои. г^хои и Свхои- 2. Рассчитывают вспомогательные коэффициенты; с - 27г/вСвхОИГвхОИ; = 27г/в1.вхОи/гвхОИ- 3. Находят коэффициенты ас и аь. при максимально гладкой АЧХ при равноколебательной АЧХ ~ V2yi-s ас = 2 if. 1 где значения j/ и V определяют по (3.21). Выбор вида и неравномерности АЧХ в полосе пропускания Ь (или Да), а также /н.расч < /н Диктуется аналогичными соображениями, как для биполярного транзистора - максимальным приближением ас и а^ к a*Q и а\. Это позволит обойтись без включения Гкор и тем самым не снижать коэффициент усиления по мощности. 4. В зависимости от соотношений между необходимыми коэффициентами ас, oiL и a*Q, а\ включают те или иные корректирующие элементы. Если ас > oi*Q, то определяют сопротивление Гкор = = а'с/27г/вСвхОИ - Гвхои рассчитывают дополнительный коэффициент а^* = 27г/в1вхОи/(гвхОИ + Гкор)- Если ас < а^, то определяют емкость Скор = Свх CMCs/(Свх СИ - Cs), где Cs = а;с/27г/вГвхои- Затем сравнивают аь с (или с a*j), и если аь > ос\ (или > а^*) кроме сопротивления Гкор (или емкости Скор) включают индуктивность Lkop = ас(гвхОИ + Гкор)/27г/в - LbxOH- Если же аь < oi\ (или < а^*), то включают большее сопротивление Гкор = = 27r/BLBxOH/aL - ГвхОИ и емкость Скор = СвхOhCs/(Cbx ОИ - Cs), где Cs = а;с/27г/в(гвхОИ + Гкор)- 5. По (3.22) рассчитывают значения резистора Гдар и LnapCnap-элементов параллельного контура. 6. Входное сопротивление цепи коррекции йвх = ГвхОИ + Гкор. 7. По (2.27), в которые вместо г^хои. ЬвхОИ СвхОИ подставляют соответственно ГвхОИ + Гкор. LBxOH + bKop и СвхОиСкор/(Свх ОИ +Скор), определяют Гвх и х^х на частоте / = /в. Если Скор отсутствует, то оставляют СвхОИ- 8. Определяют модуль результирующего входного сопротивления вх(/) = \/rlx{f) + а;(/) на частоте / = /в (без учета шунтирующего действия Гпар и LnapСпар-контура). 9. Амплитуда входного напряжения Ux = /з(/в)вх(/в). где /з(/б) берется из расчета по (2.25) входной цепи транзистора на частоте / = Д. 10. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада, Двх = 0,5UiJRBxS. И. Коэффициент усиления транзистора с учетом потерь во входной цепи коррекции рассчитывают по (2.20). При практической реализации LCR-элементов входной цепи коррекции на рис. 3.28 и 3,30 в случае МДП-транзистора отсутствуют резисторы Дкор Л Дпар- Поэтому в первую очередь надо обращать внимание на уменьшение индуктивностей выводов конденсатора Спар и сопротивления Гпар (поскольку индуктивности выводов сопротивления г^ор и конденсатора Скор можно всчитать в индуктивность Lkop)- При выборе резисторов Гкор и Гпар необходимо учитывать мощности, рассеиваемые в них, В Гкор рассеиваемая мощность максимальна на / = /в и рассчитывается по (3.24) при замене /б(/в) на /з(/в)- В сопротивлении Гпар рассеиваемая мощность максимальна на / = /н и определяется по (3.25) при Дпар = 0. ZTS80 1 L ар SOmFh ZTSSO Rmf-BOM Рис. 3.31 С ростом частоты /в и при переходе к более мощным транзисторам все труднее практически реализовать корректирующие LCR-элементы в схемах рис. 3.28 и 3.30, поскольку геометрические размеры этих элементов должны быть меньше, а рассеиваемая мощность в резисторах становится больше. В первую очередь это касается биполярных транзисторов большой мощности (Pi > 50 Вт), отличающихся очень низкими входными сопротивлениями. Практически цепи коррекции по этим схемам согласно [2.4, с. 221-233] удается реализовать для биполярных транзисторов на частотах до 30...80 МГц, для МДП-транзисторов - на частотах до 100...200 МГц. При работе мощных биполярных транзисторов в режиме класса А в качестве цепей коррекции включают между выводами базы и коллектора РкорЬкор-цепочки (рис. 3.31,а). Оптимальные значения Ркор и Ькор обычно определяют с помощью расчетов на ЭВМ, используя эквивалентную схему транзистора на рис. 1.1,5 или более сложные модели транзисторов, из условия выравнивания АЧХ коэффициента усиления по мощности и приближения вх() к резистивному и постоянному в рабочей полосе частот. Подобные цепи коррекции используются в двухтактных схемах [3.25]. Для транзисторов типа 2Т980А при работе в классе В в двухтактной схеме в диапазоне 1,5.. .30 МГц применяют схему рис. 3.31,5, которая одновременно выравнивает АЧХ и обеспечивает вх(), близкое к резистивному и постоянному по величине. В случае МДП-транзисторов часто ограничиваются включением на его входе цепи (см. рис. 3.26), только компенсирующей шунтирующее действие входной емкости. При этом межкаскадная (входная) цепь связи обеспечивает трансформацию нагрузочных сопротивлений и, если это необходимо, - коррекцию АЧХ данного транзистора. Рассмотрим особенности построения цепей коррекции АЧХ в диапазонах ОВЧ-УВЧ-СВЧ. Отличительной особенностью транзисторных ГВВ этих диапазонов являются относительно небольшие коэффициенты перекрытия по частоте (А/ < 2...4) и большие абсолютные перекрытия по частоте (десятки мегагерц - единицы гигагерц). Кроме того, в еще большей степени стоит вопрос практической реализации на этих частотах LCR-элементов. Общий подход к построению цепей коррекции АЧХ дается в [1.44, с. 209-218]. Ниже рассматривается проектирование простейших схем. HSaSpa-турный мост деления >
Входная коррент. цепь Рис. 3.32 На частотах выше 50... 100 МГц генераторы на биполярных и МДП-транзисторах обычно выполняют по квадратурной схеме (см. § 2.2, рис. 2.8). Преимущества такого построения генераторов обсуждаются в [1.1]. Квадратурный мост деления (рис. 3.32) относительно каждого из двух генераторов эквивалентен генератору {/г с резистивным внутренним сопротивлением Рг, равным номинальному выходному сопротивлению моста вых.м(/) = Р-Постоянство амплитуды С/г(/) const в рабочей полосе частот должно обеспечиваться соответствующим проектированием предыдущего каскада, нагрузкой для которого является входное сопротивление моста, равное вх.м(/) = Р = const при условии равенства входных сопротивлений Bxi(/) = вх2(/) транзисторных генераторов, в общем случае комплексных (в том числе почти реактивных) и отличных от номинального сопротивления моста деления Р. В эквивалентной схеме биполярного транзистора с ОЭ на рис. 2.9,а на частотах / > З/т/Лзхэо можно опустить РвхОЭ, т.е. при построении входных цепей связи использовать схемы на рис. 2.9,б,в как для биполярных, так и МДП-транзисторов. Величины Lbx, Свх. Гвх определяются расчетным путем (см. § 2.3 и 2.4) либо соответствующей аппроксимацией экспериментально снятых зависимостей резистивной Гвх(/) и реактивной а;вх(/) составляющих входного сопротивления Zxif) транзисторов [1.44, с. 86] (последнее специфично для диапазонов ОВЧ-СВЧ). Отметим, что в биполярном транзисторе, включенном по схеме с ОБ, из-за положительной обратной связи, обусловленной индуктивностью Lg, может быть отрицательным Гвх (§ 2.3). В этом случае для получения устойчивого усиления следует последовательно с эмиттерным выводом включать дополнительный резистор Рдоп. При работе генератора от квадратурной мостовой схемы отпадает необходимость практического включения резистора Рдоп. а при проектировании входной цепи (см. ниже) в расчетных формулах достаточно заменить Гвх < О на г* = Рдоп- Аналогично расчетным путем или экспериментально определяется снижение коэффициента усиления по мощности транзистора в децибелах анак = 10 lg[PF(/h)/Ap(/b)] при двукратном изменении частоты Kj = /в н = 2. Если Kj ф 2, то под знак логарифма необходимо ввести множитель A/Kj. Поэтому в общем случае Янак = 10 Ig (3.27) Величина анак обычно составляет 3...6 дБ на октаву. Отметим, что согласно расчетам Кр по методикам, изложенным в § 2.3 и 2.4, в Ct f. Лг li  Рис. 3.33 биполярном транзисторе с ОЭ (на частотах / > З/т/Лгхэо) в МДП-транзисторе с ОИ о„ак равно 6 дБ на октаву. При выборе схемы входной цепи коррекции исходят в первую очередь из простоты ее реализации и возможности обеспечения согласования на верхней рабочей частоте без снижения коэффициента усиления по мощности. Наиболее простая схема цепи коррекции показана на рис. 3.33,а. В ней последовательно с входным электродом транзи-стора включены индуктивность Lkop и конденсатор Скор и параллельно конденсатор С\. Отметим, что Lkop и Скор устанавливают только для изменения собственных значений Lbx и Свх транзистора, и если этого не требуется, то необходимость в них отпадает и схема содержит только одну параллельную емкость С\. Такая цепь коррекции позволяет трансформировать Гвх в Дг в 5.. .20 раз больше, скомпенсировать снижение Kp{f) при неравномерности Да менее ±(0,2.. .0,4) дБ в полосе частот до октавы [Kf = U/fn 2) и сохранить Кр = Крах при / = Д. В табл. 3.9 приведены нормированные значения LC-элементов и сопротивления генератора в эквивалентной схеме на рис. 3.33,а: , Скор Свх ас = 27г/в---TT-rBx; Окор + -вх Ql = 27г/вС1Гвх; аь = 2я-/в кор + Lb Параметрами являются Kf = /в н = 1,25; 1,5 или 2,0 и анак = 3; 4; 5 и 6 дБ/окт. Кроме этого, в табл. 3.9 приводятся максимальные значения Да+ и Да--, характеризующие неравномерность коэффициента передачи по мощности в интервале частот от /н до /в (рис. 3.34). Последовательность расчета цепи связи на рис. 3,33,а. 1, По (2.17а) для биполярного или по (2.26) для МДП-транзисторов (либо экспериментально) определяют Lbx, Свх. вх- Аналогично рассчитывают или экспериментально измеряют величину Кр транзистора при работе в номинальном режиме в рабочей полосе частот от /н до /в, находят Kf = /в н и далее по (3.27) определяют а„ак.
Рис. 3.34 2. Рассчитывают значения а* - 27г/вСвхГвх. = 27г/в^вх/гвх. которые обеспечивает непосредственнЬ транзистор. 3. Согласно табл. 3.9 при заданных Kf и анак должны быть аь a, и ас с- При этих условиях из табл. 3.9 находят ас, аь, ь оптимальное значение Гр, г^.опт. а также Да * -* и Да~. 4. Если табличные коэффициенты ас и аь заметно отличаются от а*с и а*1, необходимо последовательно с входным электродом транзистора включить .кор { 27г/вГвхС в' вх-вх при ас < а*с (3.28) .кор - 27г/в - Lbx при аь > Ь- (3.29) 5. Определяют Дг = Гг.оптГвх и емкость С1 = \/гг.опт - 1/(27г/вДг) = = а1/(27г/вГвх). Желательно, чтобы Яг было близко к стандартному 75; 50; 25 или 12,5 Ом. 6. Включение конденсатора Скор из-за индуктивности его выводов может привести к увеличению а}. С помощью преобразования Нортона (см. § 3.2, рис. 3.7) можно перейти от схемы рис. 3.33,а к схеме рис. 3.33,6, в которой Скор отсутствует. Видно, что введение преобразования Нортона дополнительно в раз, где и = 1 + Ci/Скор, повышает входное сопротивление. 7. Определяют мощность Рн.пред. которую должен обеспечивать предыдущий каскад для возбуждения двух транзисторов в схеме рис. 3.32: Дн.пред - 2Рв: X / ?м = 2P/{KpifM, (3.30) где т]м - КПД моста деления (см. § 3.8). 8. Рассчитывают максимальную мощность, рассеиваемую в балластном сопротивлении моста иа f - / : Рв = 2Р„[17/Ср(/в) - l/KpiU)]. (3.31) Таблица 3.9
Окончание табл. S.9
Если снять условие обеспечения согласования на / = /в, т.е. допустить некоторое снижение Кр генератора по сравнению с максимально достижимым А'ртах на / = /в, то цепь коррекции по схемам рис. 3.33,а,б'можно строить с полосой от О до Д. Практически нижняя граничная частота генератора будет определяться нижней рабочей частотой моста деления в схеме рис. 3.32. В этом случае расчет цепи коррекции на рис. 3.33,а,б'ведут в той же последовательности, что и ранее. По пп. 1 и 2 определяют Lbx, Свх, вх и далее о^ с- Значение Онак должно быть близко к 6 дБ на октаву. 9. Рассчитывают 1 1 Гг =---1 - (3.32) где Ai-As - коэффициенты, которые берут из табл. 3.10 для максимально гладкой или равноколебательной АЧХ при заданной неравномерности 8 (или Да). В (3.32) подставляют аь > а* так, чтобы обеспечивалось ас < с- Если в результате расчета коэффициенты ас и ol отличаются от и Р условии ас < с. ° (3.28) и (3.29) определяют Скор и кор. 10. Рассчитывают йг = г^г^х и Ci = аСкорСвх/(Скор + Свх) (если Скор отсутствует, то Ci = аСвх). При необходимости можно от схемы рис. 3.33,а перейти к схеме рис. 3.33,6 . 11. Определяют коэффициент к = 1/[4ггас(1 - 5)]. характеризующий проигрыш в Кр на / = /в. 12. По (3.30) и (3.31) определяют Рн.пред и Pq, причем величины Kpifb) и Kp{fa) надо уменьшить в к раз. Выбирая ту или иную АЧХ и допустимую неравномерность 6 (Да), стремятся как к возможности физической реализации элементов цепи коррекции на рис. 3.33,а,б{ас а'. 1л ai а'), так и к приближению к стандартному значению (75; 50; 25 или 12,5 Ом) и к снижению к до единицы. На рис. 3.35 построены зависимости и Гг от аь для максимально гладкой АЧХ штриховыми линиями, для равноколебательной
г 311-5В789Ю а) 20 30 Oii ю ш п 10 8 б 4 1 о
2 3 156789Ю 20 30 . Рис. 3.35 - непрерывными линиями. Линии пронумерованы цифрами: 1 - при 8 = 0,05 (Да = 0,223 дБ); 2 - upv\ 8 = 0,2 (Да = 0,969 дБ); 3 - при 8 = 0,5 (Да = 3,01 дБ). Видно, что для получения Tj. = 5 ... 10 требуется = 4...15, при этом максимальное значение к составляет не более 2, т.е. проигрыш в Кр не превышает 3 дБ. Простейшие цепи коррекции АЧХ на рис. 3.33,а,6выравнивают АЧХ транзистора в полосе частот до.октавы без проигрыша Кр либо в полосе от О до /в при снижении Кр в 2.. .4 раза относительно Кр транзистора f = fb при коэффициентах трансформации Гг < 10. Для одновременного повышения коэффициента перекрытия по частоте, увеличения коэффициента трансформации при сохранении малой неравномерности АЧХ и без проигрыша в Кр надо переходить к более сложным (многоэлементным) цепям коррекции. На рис. 3.33,е приведена схема цепи коррекции в виде двух Г-цепочек. Такая цепь может обеспечивать полосу до 1,5.. .2,5 окт. при а„ак = 3 .. .6 дБ/окт. и коэффициентах трансформации Гг = Дг/гвх = 50... 100. Однако в литературе [2.3; 3.19] приводятся таблицы с оптимальными значениями LC-элементов данной схемы при отсутствии Свх, т.е. в предпосылке, что диапазон рабочих частот высок: / > 3/2тгу^Ь^хСх и влиянием Свх можно пренебречь. При известных Lbx, Гвх И адак (см. выше) для выбранного коэффициента трансформации Гг = Дг/гвх. например, такого, чтобы обеспечить йг равным 75; 50; 25 либо 12,5 Ом, из табл. 3.11 определяют а-коэффициенты для расчета элементов в схеме рис. 3.33,е. Одновременно по этим таблицам оценивают результирующую неравномерность АЧХ Да, и, если она оказывается выше допустимой, следует уменьшать Гг. Затем рассчитывают элементы: Cl = L, = QCl Зтг/вГв £4Гвх j. j-KOp - r, г--- BXi а^2Гвх. 2/в 2х/в 2ттГвх' Двх = ГгГвх- Таблица 3.11
Продолжение табл. S.11
Окончание табл. S.ll
Мощность Fbx. которая должна поступать на данный каскад с цепью коррекции рис. 3.33,6, и мощность, которая рассеивается в балластном сопротивлении квадратурного моста деления (в схеме на рис. 3.32), рассчитываются по (3.30) и (3.31). Отметим, что на УВЧ-СВЧ L2 и кор, а также С\ и Сз могут выполняться на отрезках длинных линий при 4 < (0,1...0,15)Ав. В диапазоне СВЧ при построении широкодиапазонных входных цепей связи часто разделяют задачи трансформации сопротивлений (включая согласования комплексных нагрузок) и коррекции неравномерности коэффициента усиления транзистора в рабочей полосе частот. Пример такого построения рассмотрен в [1.1, рис. 3.20,в]. Генераторы выполняют также по квадратурной схеме. На входе транзистора устанавливается (либо монтируется внутри его корпуса) цепь связи, близкая к ФНЧ-трансформатору, которая повышает резистивную составляющую примерно до 50, 25 или 12,5 Ом и одновременно компенсирует реактивную составляющую входного сопротивления в рабочей полосе частот. Перед трансформирующей (согласующей) цепью включают цепь коррекции АЧХ (рис. 3.36) на двух линиях. На / = /в электрическая длина обеих линий составляет Л/2. Поэтому напряжения Ui и [/2, поступающие на балластное сопротивление, оказываются в фазе и равны по амплитуде Таблица 3.12
 Рис. 3.36 (что достигается определенным выбором значений Re, волновых сопротивлений Zcl и Zc2 Линий) И на Дб не рассеивается мощность. Наоборот, на / = /н электрическая длина линий составляет Л/4, поэтому напряжения Ul vi U2 находятся в противофазе и на Дб выделяется наибольшая доля мощности, потребляемой от предыдущего каскада, которая определяется по (3.31) при замене коэффициента 2 на 1. В табл. 3.12 на основании результатов работы [3.11] приведены нормированные значения волновых сопротивлений линий Zd, Zc2, балластного сопротивления Дб и номинального входного сопротивления Двх.ном относительно нагрузочного сопротивления Д„, а также КБВфтш и Да для трех значений неравномерности коэффициента усиления транзистора по мощности ДОнак- Согласно обозначениям на рис. 3.36 Двх.ном = Двх1 и Дн = Двх2- 3.7. Проектирование и расчет синфазных и противофазных мостовых схем сложения и деления мощности Мостовые схемы применяют для сложения мощности произвольного числа радиочастотных генераторов или для деления мощности данного генератора в любое число раз для возбуждения транзисторов (генераторов) в последующем, более мощном каскаде. В общем случае генераторы могут различаться по амплитудам и фазам выходных напряжений (токов). Нагрузочные (основные и балластные) и входные сопротивления мостовой схемы могут быть резистивными или комплексными. Аналогично у мостовой схемы деления нагрузочные, балластные и входное сопротивления могут быть неодинаковыми и комплексными. Однако большей частью ограничиваются построением мостовых схем либо для сложения мощности одинаковых генераторов с равными амплитудами напряжений (токов) и внутренними сопротивлениями, либо для деления мощности от общего источника на равные части при одинаковых нагрузках - входных сопротивлениях генераторов. Исключение составляют мостовые схемы последовательного (цепочечного) типа [2.3]. Кроме того, во многих случаях ограничиваются резистивными нагрузочными (входными) и балластными сопротивлениями, что важно, например, при построении широкодиапазонных мостовых схем. По числу генераторов выделяют мостовые схемы для двух генераторов (TV = 2) и для произвольного их числа (N > 2). 1 ... 10 11 12 13 14 15 16 ... 33 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||