|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 9 10 11 12 13 14 15 ... 33 Таблица 3.3
S5 сл при проектировании трансформаторов-линий для мостовых схем можно определить в § 3.7. 5. В настоящее время выпускают широкий ассортимент коаксиальных кабелей типа РК с волновым сопротивлением 37,5; 50; 75; 87; 100; 150 и 200 Ом [3.9]. Они различаются как типом изоляции - сплошная или полувоздушная, так и внешним проводником. Гибкие и полугибкие кабели выполняют с внешним проводником в виде плоских проволок либо продольно намотанных лент. Полужесткие кабели выполняют с внешним проводником в виде гладких или гофрированных медных трубок. Для перечисленных кабелей в [3.9, табл. 7.1-7.12] приводятся конструктивные размеры, минимальный радиус изгиба, волновое сопротивление и допустимое его отклонение, погонная емкость, коэффициент укорочения (отношение электрической длины к геометрической), а также номинальный коэффициент затухания ао в децибелах на метр длины и номинальная мощность на входе кабеля на одной или нескольких частотах /о: 0,015; 0,2; 1,0; 3,0; 10,0 и 18,0 ГГц. Для приближенной оценки коэффициента затухания а на других частотах / кабелей тех же марок, но другого диаметра можно воспользоваться формулой a ao( /o) (<fo/<f), где d, do - внутренние диаметры внешних проводников; п = 0,5 ... 1,0 - показатель степени. Кроме коаксиальных кабелей типа РК выпускают полосковые и коаксиальные кабели типа РП, КВФ и РД с волновыми сопротивлениями 3,2... 150 Ом. Электрические и конструктивные параметры этих кабелей приведены в табл. 3.3. Здесь же даны параметры кабелей РК, не вошедшие в [3.9]. На полосковые кабели согласно ТУ (см. табл. 3.3) задаются допустимые токи и напряжения: /до = </1,7б [МГц] t/доп = \/1,7б [МГц][/доп1,76, (3.10) где /доп1 76 и tAoni.Te - максимально допустимые токи и напряжения на частоте 1,76 МГц. Кабель выбирают так, чтобы его волновое сопротивление Zc отклонялось от требуемого не более чем на ±10... 20 %, что обеспечивает коэффициент бегущей волны трансформатора КБВтр = Zc.rpee/Zc при -Ястреб < Zc или Zc/Zc.Tpe6 рИ Ястреб > -с не НИЖе 0,8...0,9. В промежуточных и предоконечных каскадах передатчика, если Zc значительно отклоняется от Ястреб, можно несколько уменьшить (увеличить) нагрузочное сопротивление Кн включением параллельно (или последовательно) с основным Кн.осн дополнительного сопротивления Кн.доп и тем самым приблизить КВВ^р к единице. При этом ценой некоторых потерь выравнивается нагрузочное сопротивление в диапазоне частот для транзистора данного каскада. При низкоомных нагрузках (< 1 Ом) Ястреб может быть существенно ниже Zc- В этом случае допускают Zc > Zc.rpee, но ограничивают электрическую длину линий в < 20...25°. Тогда трансформатор помимо трансформации резистивных сопротивлений (Кн в К^х) вносит реактивную составляющую индуктивного характера: Xxif) = 27г/вх(/). При малой электрической длине Ьвх{1) ~ Ьвх = const, и ее можно учесть при построении широкодиапазонных ЦС (см. § 3.4 и 3.5). Расчетные значения тока Ii, и напряжений Ul на линиях не должны превышать допустимые (3.10), то же относится к мощности Рвх- Если это не обеспечивается, необходимо две (и более) линии по входу и выходу включать параллельно (при превышении /доп) или последовательно (при превышении t/доп). Соответственно их Zc должны быть увеличены или уменьшены в два раза (и более). 6. Определяют геометрическую длину линий в сантиметрах: 360° /i/в' (3.11) где в - электрическая длина линии, град.; с = 3 10*° см/с - скорость света; е - диэлектрическая проницаемость диэлектрика (в полосковых и коаксиальных кабелях в качестве диэлектрика используется фторопласт с £ = 2,1); Д - частота, Гц. Ограничение на снизу следует из условия достижения необходимой величины L p (см. п. 9). Ограничения на б^тах < 20... 55° при Zc треб и втах < 20... 25° при Zc > Zc.Tpe6- Значения вшах для трансформаторов-линий, используемых в двухтактных генераторах и в мостовых схемах суммирования (деления) мощности, берут из § 2.2 и 3.7. Практически стремятся уменьшить длину линии до геометрически приемлемых размеров, обеспечивая при этом Ьпр.треб и, конечно, не превышая тах. 7. При выборе ферритового сердечника в первую очередь учитывают уровень мощности. При мощности в линии не более 10... 30 Вт магнитная индукция Spa6 (в теслах) обычно не превышает 0,001. В этом случае марку феррита выбирают по табл. 3.4 из условия обеспечения добротности Q не ниже 10 на частоте /в. Желательно, чтобы /в была близка к /кр или /изм (см. табл. 3.4). При этом феррит будет иметь наибольшую начальную магнитную проницаемость и, следовательно, будет обеспечиваться наибольшая продольная индуктивность Lnp. Размеры (сечение, объем) и число ферритовых колец (или трубок) выбирают из условия получения требуемой индуктивности L p, а также из возможности размещения линии (или линий) на них. При мощности в линии более 10...30 Вт для обеспечения теплового режима марку феррита, сечение и объем ферритовых сердечников выбирают так, чтобы значение магнитной индукции Spa6 не превышало 0,03 на 0,15 МГц; 0,01 на 1 МГц и 0,0002.. .0,0006 на 30 МГц [1.44]. Величина 5/рабтах в теслах: (3.12) Таблица 3.4
Рис. 3.16  где Рф - допустимые удельные тепловые потери в феррите, Вт/см. При естественном охлаждении для кольцевых сердечников с наружным диаметром D = 15 ... 18 см Рф 0,05... 0,08 Вт/см, а для малогабаритных колец с D = 3 .. .4 см Рф 0,3 ... 1,5 Вт/см (при использовании дополнительного охлаждения, например при установке радиаторов, или при жидкостном охлаждении эти допуски могут быть увеличены в 3...5 раз); pi \л Q берут из табл. 3.4. Расчеты Р/раб выполняют на /, равных /н и /в, причем, поскольку Q зависит от Р/, могут потребоваться повторные перерасчеты. 8. Выбирают конструкцию трансформатора и сердечников. Конструкция трансформатора зависит от длины линии, ее диаметра или сечения (табл. 3.3, рис. 3.16), а также от геометрических размеров ферритовых колец или трубок (рис. 3.17), типоразмеры которых даются в табл. 3.5 и 3.6. В конструкции на рис. 3.18,а на линию надевают ферритовые кольца или трубки, условно ее можно назвать одновитковой [w - 1). В конструкции рис. 3.18,5,6 линия наматывается на феррито-вое кольцо (или два-три кольца) либо трубку достаточно малой высоты. В этом случае линия образует несколько витков {уо > 1). В конструк-   Рис., 3.18  ции рис. 3.18,5 сечение ферритового кольца (или трубки) достаточно близко к квадрату, так что намотанная на них линия образует витки, близкие к окружностям. Если результируюидее сечение ферритовых колец или трубок близко к прямоугольному (рис. 3.18,в), то используется конструкция типа бинокль (рис. 3.18,г), сочетающая оба способа взаимного расположения линии и ферритовых колец или трубок. Выпускаются специальные ферриты с двумя отверстиями, предназначенные для такой конструкции (см. рис. 3.17,е). Отметим, что каждая конструкция допускает размещение на магнитопроводе не одной, а нескольких линий. В ряде конструкций трансформаторов (для двухтактных ГВВ, для мостовых схем) на ферритовых Таблица 3.5 Типоразмеры стандартных кольцевых ферритовых сердечников (рис. 3.17,а)
кольцах или трубках обязательно размещают несколько линий. Одновитковую конструкцию (рис. 3.18,а) применяют на достаточно высоких частотах (Д > 30 ... 100 МГц), когда геометрическая длина линии получается малой. Такая конструкция удобна и при недостаточно гибких кабелях большого диаметра, рассчитанных на большие мощности. В такой конструкции величина Ь^р оказывается существенно ниже, и поэтому нижняя граничная частота обычно оказывается не менее 1...5 МГц. Внутренний диаметр ферритовых колец (или трубок) d должен незначительно превышать диаметр (сечение) линии, а число т колец (или трубок) стремятся выбрать так, чтобы они закрывали всю линию (см. рис. 3.18,а), т.е. т in/h, где h - толщина одного кольца или трубки. Максимальная индукция и продольная индуктивность [1.44] В /раб max = 10Uil/7rfd£\n{D/d); 2-10-VH41n(D/d). (3.13а) (3.14а) Поскольку S/раб не должна превышать (3.12), а Lnp не должна быть ниже (3.9), из (3.13а) и (3.14а) находим ограничения ln(D/d) кг = 10C/np/(/rf45/pa6 \n{D/d) > Ь = 5 ЮЧпр.требКМ- (3.15а) (3.156) Расчеты S/рабтах ПО (3.12) и затем ki по (3.15а) проводят на граничных частотах /н и Д. Из двух ki и 2 берут максимальное и определяют наружный диаметр колец или трубок: D de . При известных внутреннем и наружном диаметрах d \л D подбирают кольца или трубки (табл. 3.5 и 3.6) и определяют их число т tn/h. Отметим, что, если D оказывается много больше d, необходимо увеличить длину линии 1. Многовитковая конструкция (рис. 3.18, б-г) удобна при использовании гибких линий достаточно большой длины, что позволяет наматывать их на ферритовые кольца или трубки. При согласованной нагрузке (КБВтр 1) электрическая длина линии может быть достаточно большой [9 = 45...55° и выше) на верхней частоте Д. Поэтому геометрическая длина линии получается большой, что обеспечивает значительную продольную индуктивность и снижает нижнюю граничную частоту /н. При такой конструкции во внутреннее отверстие ферритовых колец или трубок должно свободно проходить заданное число w витков линии (или линий). Конструкцию трансформатора (см. рис. 3.18,5-?) выбирают в зависимости от длины и геометрических размеров сечения линии (или линий) и сечения ферритовых колец или трубок. Сначала находят амплитуду магнитной индукции в сердечнике: В/рабтах = С/пр/(27г/5 ;), (3.136) где S = 0,5m/i(D - d) - сечение сердечника, см. Число витков [3.5] w = 2,b-l04fLnp{D + d)Bfp6ma./(finUnp). (3.16) После подстановки (3.16) в (3.136) определяют необходимый объем сердечника: пр.треб (3.17) где Т^пр.треб подставляют из (3.9), а S/рабтах рассчитывают по (3.12) на частотах Д и Д. 9. Подбирают т колец или трубок так, чтобы их объем Vm = mVi = = (т/4)7г(£)2 - (Р) был не ниже Vmin согласно (3.17). Уточняют значение продольной индуктивности: для одновитковой конструкции - по (3.14а), в которую подставляют i = mh\ для многовитковой конструкции сначала определяют число витков: В -d+2mh + U* конструкции на рис. 3.18, б, в; (3.18а) (0,7... 0,9)4 2(D-rf) + m/i-f46* к° = гРУК 3 Р^- 3-18, г, (3.186) где Ь* = b - толидина или Ь* = а - внешний диаметр кабеля (рис. 3.16), и затем рассчитывают [2.3] пр.расч = 0,4 IQ-fiwSD, (3.146) где Dcp = 0,5(D + d). Значение Т-пр.расч должно быть не меньше Ьцр.треб- Отметим, что для достижения максимальной Т-пр.расч в одновитковой конструкции надо стремиться увеличивать отношение D/d, для чего диаметр колец или трубок выбирать близким к диаметру (сечению) линии (линий). В многовитковой конструкции нужно увеличивать также отношение D/d и число витков. Для этого желательно, чтобы форма сечения феррита была ближе к квадрату; наматывать линию на феррит надо вплотную виток к витку. Кроме того, надо стремиться снижать размеры ферритовых колец (трубок), чтобы линия (линии) размещалась равномерно по всей окружности и заполняла полностью внутренний диаметр. Если все же Ьпр.расч < 7- р.треб, то надо увеличить длину линии £ . Наоборот, если Ьпр.расч значительно больше Т-пр.треб, нужно уменьшать £ , т.е. снижать в. Все это может потребовать изменения размеров и конструкции трансформатора. Практически после расчета и изготовления трансформатора измеряют продольную индуктивность внутреннего или наружного проводника линии на частоте, близкой к Д, и при напряжении, близком к расчетному [/ р. 10. Определяют магнитную индукцию S/раб для одновитковой конструкции по (3.13а) при £ = mh, для многовитковой - по (3.136). 11. Определяют удельные тепловые потери в феррите: р'ф = 2,5fB% /M{Bf,f)], Вт/см, LBx.tp -rv-r<-о-, Рис. 3.19 где Q{Bj,f) уточняют по табл. 3.4. Расчеты 5/раб и затем р'ф надо проводить в диапазоне от Д до Д, чтобы определить наибольшее Рф max 12. Рассчитывают мощность потерь в объеме т сердечников: Рф = 0,25т7г(1)2 - d)hpф^, Вт. 13. Определяют потери в линиях на частоте /: а = ао( /о) 4, дБ, где значения ао и Д берут из табл. 3.3 или [3.9, табл. 7.1-7.13]; п --показатель степени (принимают равным 0,5. ..1,0); £ - геометрическая длина линии, м. 14. Рассчитывают КПД трансформатора т] = 10-°Р„/(Ра + Рф). Для трансформатора, работающего на низкие нагрузочные сопротивления (доли ома), так что Zct-pee < Z, находят эквивалентное входное сопротивление, определяемое последовательным включением сопротивления Рвх = А^Рн и индуктивности (рис. 3.19): -вх.тр = NZ,£ /c. Отметим, что в общем случае при комплексной низкоомной нагрузке надо вместо Рвх записывать Zbx = N Z- Пример. Рассчитать повышающий трансформатор с несимметричными входом и выходом; диапазон частот 2...30 МГц; трансформируемые сопротивления Д„ = 50 Ом, Яцх = 5 Ом; мощность в нагрузке F = 100 Вт; КБВ трансформатора не ниже 0,85. 1. Выбираем схему трансформатора на рис. 3.12. Определяем число линий ЛГ = y/Rn/Rbx = 3,2, округляем до трех и уточняем входное сопротивление Двх = 50/9 = 5,5 Ом. 2. Необходимое волновое сопротивление линии Zc = \/50 5,5 = 16,58 Ом. 3. Амплитудные значения напряжения и тока в нагрузке [/ = V2 100 50 = = 100 В, / = 12 100/50= 2 А; напряжения и токи в линиях [/д = f/н/З = 100/3 = = 3,3 В, /л = /к = 2 А; продольные напряжения t/npi = 66,6 В, [/ рг = 33,3 В, t/прз = 0; индуктивности Lnp.peei = (1/0,1)(66,6/2)(1/2-3,14-2-106) =0,027 мГн (по табл. 3.7 приняли а\ = 0,1 для m = 1 при КБВтр > 0,895 на / -> /к), пр.требг = 0,0135 мГн, пр.требЗ - 4. По табл. 3.3 выбираем полосковый кабель РП18-5-11 с волновым сопротивлением Zc = 18,8 Ом и геометрическими размерами а = 5,7 мм, Ь = 1,7 мм. Рассчиты-ваем на / > / КБВтр = 16,58/18,8 = 0,88. Определяем С/доп = л/Г^Тб/ЗО -145 = = 36 В, /доп = {/1,76/30,0 - 8 = 4 А на частоте = 30 МГц. 45 3 10 1 5. Определяем геометрическую длину линий = -- = 89 см 360 v,! 30-10 (при в - 45°). 6. По табл. 3.4 выбираем феррит 200ВНС с д„ = 200; Q = 130 при В = 0,001 Тл и Q = 80 при В = 0,02 Тл на / = 3 МГц и Q = 40 при В = 0,001 Тл на / = 10 МГц. Определяем Вг < -(0,2 .. .1,0) 200 130/2,5 2 106 0,03...0,072 Тл на / = = 2 МГц при Рф = 0,2... 1,0 Вт/см. Поскольку Вг > 0,001 Тл, уточняем при Q = 80 значение Вг = 0,0235.. .0,0565 Тл. Аналогично определяем значение Вур^бтах на / = 30 МГц: Взо $ л/(0,2 ... 1,0) . 200 20/2,5 30 10 = 0,003 ... 0,0072 Тл. С запасом принимаем Вг fs 0,015 на 2 МГц и Взо ~ 0,002 на 30 МГц. 7. Выбираем многовитковую конструкцию на рис. 3.18,5. Определяем минимальный объем феррита для первой линии; 66,6 . 200 10 3,14 (2 106)2 . 0,0152 . 0,026 Ю-з = 1 см на / = 2 МГц. При расчетах на 30 МГц объем получается меньше. Из табл. 3.5 выбираем сердечник с Г) = 2 см, d = 1 см, /i = 0,75 см и определяем его объем: V = 0,25-3,14 .(22-12). 0,75 = 1,76 см. Однако на таком маленьком кольце нельзя разместить кабель шириной а = 5,7 см и длиной (. = 89 см. Поэтому из табл. 3.5 берем сердечник с гораздо большими размерами: Л = 5 см, d = 3 см, /i = 1 см. Го 7 О 9)89 8. По (3.18а) определяем число витков w = -- , )- 5,0-3,0+2-1.1 + 4-0,17 Пятнадцать витков кабеля шириной а = 5,7 мм будут занимать площадь 5,7 х Х15 = 85,5 мм. Периметр кольца по внутреннему диаметру составляет тгЗО = 94 мм, т.е. все витки помещаются в один слой на кольце. Оценим по (3.146) продольную индуктивность Lnp.расч = 0,4.10-*-200 152.1/4 = 0,0045 нГн, где 5 = 0,5-11(5-3) = = 1 см2, Dcf - 0,5(5 + 3) = 4 см. Поскольку Lnp.расч значительно больше требуемой пр.треб. то можно уменьшить длину линии до 60 см и сократить число витков до 12. При UI = 12 будет Lnp.pac, = 0,03 мГн. 9. По (3.136) оцениваем величину Вграб = Ю* 66, 6/(2 3,14 2 10 . 1 .12) = = 0,0044 Тл на 2 МГц и Взорб = 0,0003 Тл на 30 МГц. 10. Удельные тепловые потери в феррите р'ф = 2,5 2 10(0,0044)2/(200,- 80) = = 6,05-10-3 Вт/смЗ на частоте 2 МГц при Q = 80 и р'ф = 2,5.30-10б.(0,0003)2/(200х х20) = 1,68 10-3 Вт/смЗ на частоте 30 МГц при Q = 20. 11. Мощность потерь в сердечнике Рфтах = 0,25 1-3,14 (52-32) .6,05 10 - = 0,076 Вт. 12. Потери в линии на частоте 30 МГц а = 0,15 - (30/30) - 0,6 = 0,09. 13. КПД трансформатора v = 10-°i°09ioo/(100+ 0,1) = 0,98, где мощность потерь во второй линии принята 0,25 от мощности потерь в первой линии. 3.4. Проектирование и расчет широкодиапазонных выходных цепей связи ГВВ В широкодиапазонных ГВВ и передатчиках в заданном диапазоне частот от /н до /в требуется обеспечить в нагрузке, близкой к резистивной Zh(/) Rh, колебательную мощность Рн(/) с допустимой неравномерностью АРн.доп. Обычно заданы входная мощность Рвх(/) ~ const или входное напряжение С/вх(/) ~ const на входном сопротивлении, близком к резистивному (например, равному 50 или 75 Ом). При проектировании добиваются коррекции АЧХ в каждом каскаде, чтобы при работе на любой частоте заданного диапазона в каждом г'-м каскаде обеспечивался постоянный уровень выходной мощности Pm{f) const с некоторой неравномерностью ДРнЬ а также постоянный и близкий к максимальному КПД выходной цепи генератора. Для этого нагрузочное сопротивление в выходной цепи данного каскада должно быть близко к постоянному и резистивному Zsxif) Rbx- Одновременно при построении входных и межкаскадных ЦС необходимо добиваться того, чтобы у них входное сопротивление было также близко к резистивному и постоянному Zbx(/) Rbx, так как оно определяет нагрузку для предыдущего каскада [1.1]. Рассмотрим построение выходных широкодиапазонных ЦС транзисторных и ламповых ГВВ. В ГВВ на биполярных транзисторах, работающих в недонапряженном и граничном режимах, шунтирующее действие выходной емкости не столь значительно на частотах до 30.. .100 МГц. Это позволяет строить ГВВ по двухтактным схемам на широкополосных трансформаторах (см. § 2.2). На более высоких частотах сказывается шунтирующее действие выходной емкости. Поэтому выходную ЦС строят как цепь широкополосного согласования, в которой в заданной полосе частот, достигающей 100 МГц и более, компенсируется влияние выходной емкости. При этом на частотах до 1...2 ГГц на балансных транзисторах (транзисторных сборках) ГВВ выполняют двухтактными на отдельные поддиапазоны (см. табл. 2.1), а на обычных транзисторах и на более высоких частотах ГВВ строят однотактными, в том числе и по квадратурным схемам. Сказанное остается верным для ГВВ на МДП-транзисторах с учетом того, что при более высоких напряжениях питания на стоке Ее и отсюда большей величине Дэк при тех же значениях Свых шунтирующее их действие проявляется гораздо сильнее, т.е. на более низких частотах. В ключевых ГВВ на биполярных транзисторах выходная емкость сказывается на частотах выше 10. ..20 МГц, а в полевых МДП-транзисторах - выше 1...2 МГц. Для компенсации ее влияния от генераторов с резистивной и фильтровой нагрузками переходят к генераторам с формирующим контуром, в емкость которого входит выходная емкость транзистора. В ламповых ГВВ влияние выходной емкости проявляется на частотах выше 0,1...1 МГц. Поэтому, если выходные ЦС ламповых генераторов в диапазоне 0,15. ..1,5 МГц и выше строить неперестраиваемы-ми, то как цепи широкополосного согласования (см. ниже). Это относится к ЦС телевизионных передатчиков, где полоса частот достигает порядка 8 МГц. Широкодиапазонные каскады ламповых передатчиков метровых-дециметровых волн, полоса частот которЬ1Х может составлять 20... 50 МГц, строят по схеме УРУ (см.§ 2.10). Рассмотрим построение цепей согласования на примере низкочастотных цепей (полоса от О до /в) при заданном одном (на входе или выходе схемы) реактивном элементе. На рис. 3.20 приведены две схемы цепи согласования в виде ФНЧ, начинающихся с параллельной емкости Cl или с последовательной индуктивности Li и заканчивающихся аналогичными элементами Cm или Ьщ- При нагрузке на резистивное сопротивление R2 = Дн, входное сопротивление Zxif) в полосе пропускания должно быть близким к резистивному Двх.ном. равному Д1. При работе от генератора с внутренним сопротивлением Др = Д1 в Дн будет передаваться максимальная мощность Рн = Рнтах- Jl ±L RZ RZ(Rl/r) г cz Птг Рис. 3.20 /n -г- 1л Задача широкополосного согласования формулируется следующим образом [1.44; 2.3]. Заданы полоса пропускания от О до Д и величина первого (последнего) реактивного элемента Ci или Li {Сщ или Lm)- В первом случае требуется обеспечить заданные Ri и R2 при наибольшем КБВф на входе ЦС, т.е. при минимальном отклонении Zbx от Rbx.hom = Ri в рабочей полосе частот. Во втором случае требуется обеспечить наибольшие значения Ri или R2, зашунтированных емкостями Ci или Cm, либо минимальные значения Ri или R2 при включенных последовательно с ними индуктивностях Li или Lm при заданном КБВф на входе ЦС. Степень влияния емкостей Сь Cm или индуктивностей Li, Lm оценивают через коэффициенты 1 = 27г(Д -,/ .)CiRi или :ах = 27г(Д - /)Xi/Ri; С3.19а) n27r{f~fn)CmR2 или a=27r(4-/ )L /P2. (3.196) Отметим, что в (3.19) для общего случая -.полосовых цепей введена нижняя граничная частота полосы согласования /н, для частного случая - низкочастотных целей надо принять /н = 0. Известно [1.44; 2.3], что при заданном или для достижения наилучшего согласования, т.е. обеспечения наибольшего КБВф (или наименьшего А.вх/Рвх.ном), согласующая цепь строится в виде ФНЧ или ПФ с равноколебательнои АЧХ (фильтры Чебышева). Выделяют два способа согласования. Первый условно называют фильтровым. Цепь согласования строится так, что на одной или нескольких частотах в полосе пропускания обеспечивается КБВф = КБВфтах = 1 или AZx = О, те. полное согласование. В этом случае на комплексной плоскости Zbx (рис. 3.21,а) годограф входного сопротивления вх(/) согласующей цепи в рабочей полосе частот не выходит за пределы круга, ограниченного окружностью КБВф min, и один или несколько раз проходит через точку Квх = Двх.ном, Хпх = 0. Второй условно называют оптимальным. В этом случае цепь согласования строится так, что на одной или нескольких частотах в полосе согласования обеспечивается КБВф = КБВфтах < 1, т.е. годограф входного сопротивления вх(/) на рис. 3.21,5 в рабочей полосе частот находится в пределах, ограниченных двумя окружностями   Рис. 3.21 КБВфтт И КБВфтах- На рис. 3.22 построены зависимости ai (или а^п) от неравномерности АЧХ в полосе согласования 6 (Да или КБВфщш) непрерывными при оптимальном и штриховыми при фильтровом способах согласования. Видно, что оптимальный дает заметный выигрыш в КБВфт1п только при достаточно больших 1 (или т). Важно также отметить, что при обоих способах трех-четырехзлементные ЦС обеспечивают согласование, близкое к предельно возможному, достигаемому при m 0. Поэтому применение в качестве согласующих цепей многозвенных ФНЧ или ПФ оправдано только тогда, когда требуется помимо согласования обеспечивать высокую фильтрацию вне полосы пропускания. В табл. 3.7 и 3.8 даны нормированные значения LC-элементов цепей в виде -коэффициентов схемы на рис. 3.20 при фильтровом и оптимальном способах согласования, а также нормированные сопротивления г = R1/R2 - в схеме а , г = R2/R1 - в схеме 5 , достижимые значения КБВфтш, 5 и Да для т = 1-4. Заданным является значение коэффициента ai (или т). Исходными данными для расчета выходных цепей транзисторных и ламповых ГВВ являются: граничные частоты /н и Д; номинальное входное сопротивление Двх.ном, равное номинальному нагрузочному сопротивлению транзистора или лампы R (определяется из электрического расчета коллекторной, стоковой или анодной цепи); допустимый КБВфтт на входе или неравномерность АЧХ 5 (или Дадоп) в рабочей полосе частот при работе от генератора с Д^ = Двх.ном! выходная емкость Свых (для биполярного транзистора Ск, для МДП-транзистора Сс, для лампового триода Сак в схеме с ОК или Сас в схеме с ОС, для лампового тетрода Сас2 независимо от схемы его включения). Отметим, что в случае одно- или двухтактных ГВВ без трансформатора - зако-ротки по четным гармоникам и при угле отсечки коллекторного, стокового или анодного тока, отличного от 90 , накладывается ограничение (2.1) на минимальную емкость Ci, при которой обеспечивается близкая к гармонической форма напряжения на коллекторе (стоке) транзистора или аноде лампы. В оконечных каскадах, в которых выходная цепь строится на полосу с Kf не более двух, оно обычно обеспечивается; в предварительных и предоконечном каскадах его часто опускают. При этом допускается определенный уровень напряжения высших гармоник на коллекторе (стоке) транзистора или аноде лампы. Аналогичные ограничения (2.34)-(2.38) на Ci и Li имеют место в ключевых ГВВ. Выходную согласующую цепь в виде ФНЧ или ПФ (рис. 3.23) рассчитывают на основе исходной схемы на рис. 3.20,а при Cj = Свых, Ri = Двх.ном - RsK, Д2 = Дн - в следующей последовательности.  0,82 0.78 0,666 0,60 Рис. 3.22 0,50 Шф , imn min 1. Определяют коэффициент ai = 27г(/в - /н)С'вых-эк- 2. Для рассчитанного ai по табл. 3.7 или 3.8 определяют КБВф (а также д и Аа), коэффициенты 2, аз, 4 и г. При этом КБВф должен быть не ниже [д и Аа не выше) допустимых. Если это не обеспечивается, надо последовательно переходить к более сложной цепи (от т ~ 1 к т = 2-4) и от низкочастотной цепи (Д = 0) к полосовой (/н > 0). э также от фильтрового к оптимальному способу согласования. Если и при этом оказывается КБВфтш ниже допустимого, необходимо пересчитать электрический, режим лампы (или транзистора) на Е -6-со ш ш < doooi-irhrhrhrho о о о о о о r-i гн гн rsJ 0ч^do-cmюovdO ОООгНгНСМГОШЮФ о о о о о о о о о' о о о о о о о о 1-Г .н ooor-looч^cч^ч^~ ОООООгнГОООЮЧ-о о о' о о' о о' о' о' гн о о о ю о о ф ф ф 5 h- \d \d го о о о' о о о о' о' о о i \d о го 1 \D о ч^-oooЮ00f0f0 OrHfOOrrOCOh-OO) 0000000.-1c4<n 000000000.-i ООООООСЧчГЮиО oooooooootn о о о о' о' о' о' о' о' о' S -6- ш ш < 1Л гн о cn ю h~ 00 -чг со ю о сч го cn oioi 00 s. ю о о о о о .-ч о 1Л s. о .-1 о со ю о гн ю сч ю о гн сч ю о гн ф 00 го ф ф ф сч Г0 о о о' о о го о сч го о чг о о го сч 00 1Л сч 0-) с -) чг 1 о го о о 1-г гн r-i ю 00 ф ф го 00 гн ф ф го 00 ф ф ф ф со о о о о о ю 00 сч го ю ю ю го о о сч уэ го о о о сч уэ о го го о 1Л 1л го о о сч ю го m 1-* сч го in о о о о о ф 00 ю ю о о о о о о о го lo сч о гн 1Л го со 0 о -1 сч 10 о о о о о со го 10 1-1 сч сч сч о 1-1 го ю о о о о -1 о о о о о о> со м сч ю vd <г> гн ю ф ю сч гн ю 1Л о 00 сч со а> а> о о го гч о о ю го lo 1Л 00 h- ю ю о о о о о' гн о m 1 о гн о со ю о гн ю сч ю о гн ю о 1-4 гн гн сч s. <г> о о со гн сч -ч- го о сч с1 со LO -чг -чг го о о' о о о о) -чг со ф о ю lf) сч о ю ю lf) гн о сч ю со сч h~ ю m со о -чг ю гн -чг ю 1Л гн гн гн о со гн гн гн о о со ю о ю ю со о сч сч о го ю 1Л ю со -чг со го о (-1 -1 сч m ю n- 00 Ш ю 1л ю 1-Ч чг ю h~ h~ <г> со ю 1Л о' о' о о о ю су> гн ю ф го о> г- со ш m 00 о 1-1 сч h~ lo lo а> сч сч ю го m уэ -чг LO го ю а> гн о о о сч ю lo ш го 00 ю ю сч го сч ст> <г> <г> 00 h~ о' о' о о о <г> m ю о h~ ш о -1 ю <г> о w h~ ю о го ю тн о гн тн ч-* сч -rrw ---rvv\--- С!Сыа Вц эк.иом LZ cz JK.HOM Рис. 3.23 LI CZ Lk Ck  Рис. 3.24 меньшее йэк либо разбить выходную цепь на несколько поддиапазонов, т.е. на несколько переключаемых фильтров с одинаковыми полосами пропускания Д/г = /в; - /ю. 3. Рассчитывают реактивные элементы и сопротивление нагрузки в схеме рис. 3.23: 27г(/в-/н) 2</в - fn)R.K L4 = 2х(/в-/н) Рэк При расчете низкочастотной цепи (рис. 3.23,а) надо принять /д = О, а в случае полосовой цепи (рис. 3.23,6) определить дополнительные элементы Li, С2, Ьз и С4 из условия настройки в резонанс всех параллельных и последовательных контуров на среднюю частоту /о = л/Д/н- В качестве примера на рис. 3.24 показаны схемы коллекторной цепи, когда первой емкостью является выходная емкость транзистора (Ск = Ci). Важно отметить, что переход от низкочастотной (рис. 3.24,а) к полосовой (рис. 3.24,6) цепи не усложняет, а упрощает построение, так как вместо блокировочных дросселя Ьвл и конденсатора Сел устанавливают значительно меньшие по номиналу реактивные элементы Li и С2. Однако требуемая точность значений Li и Сг оказывается значительно выше, чем Ьвл и Сбл- На частотах выше 10.. .30 МГц омическое сопротивление индуктивности вывода коллектора (стока) транзистора может стать соизмеримым с йэк- Поэтому при Ьвыв > 0,05йэк/(2т/в) при построении выходной цепи необходимо учитывать индуктивность Ьвыв- В низкочастотной цепи на рис. 3.23,а ее легко учесть соответствующим уменьшением L2, те. Ьгфакт = Ьграс - Ьвыв- В полосовой цепи для этого необходимо воспользоваться преобразованием Нортона (см. § 3.2), в частности примером на рис. 3.6. При этом заданной является исходная двух- (рис. 3.6,а), трех- или четырехзвенная полосовая цепь и требуется обеспечить Li3K Ьвыв в результирующей схеме на рис. 3,6,г. Из условия Li3K = (1 - i)bi -выв находим г/ 1 - Ь^ъгъ!L\ и рассчитываем Ьхэк.факт = 1эк - Ьвыв- Затем определяем Ьзэк, Ьзэк. С'гэк и Дц.эк- В случае полосовой цепи с m = 3 и 4 величины L3C3- и 14С4-элементов пересчитывают так же, как Сзэк и йн.эк- Отметим, что при очень большой величине Ьвыв, когда оказывается в случае низкочастотной цепи Ьзфакт < о или в случае полосовой цепи Ь^к.факт < О, проектирование выходной цепи надо проводить, как цепи согласования при заданных двух реактивных элементах [1.44, с. 95-106]. При небольших Kj (менее двух-трех) в качестве согласующей цепи можно использовать ФНЧ-трансформаторы, основное преимущество которых - осуществление одновременно трансформации нагрузочных сопротивлений (г > 1) при сохранении структуры ФНЧ (см. § 3.2). Проектирование ФНЧ-трансформаторов в качестве широкополосных цепей согласования рассматривается в [2.3]. Однако следует отметить их серьезный недостаток - меньшие значения ai, чем в ФНЧ Чебышева, причем с ростом т происходит не увеличение, а снижение х даже при равноколебательнои АЧХ ФНЧ-трансформатора. 3.5. Проектирование и расчет широкодиапазонных входных депей связи ГВВ Построение широкодиапазонных входных ЦС зависит от эквивалентной схемы транзистора (лампы) со стороны его входа, а также от необходимости коррекции АЧХ коэффициента усиления по мощности в рабочей полосе частот. В этом параграфе рассматривается построение входных ЦС как цепей широкополосного согласования, т.е. на относительно низких частотах, на которых можно пренебречь неравномерностью коэффициента усиления по мощности транзистора (лампы) по диапазону. Начнем с проектирования входных ЦС для генераторов на лампах и МДП-транзисторах. На частотах до 30... 100 МГц при включении лампового триода или тетрода с общим катодом входное сопротивление можно считать емкостным 1/]27г/Свх, где Свх Сек -Ь Tl (6)5Дэк Сас - для триода, Свх ~ Сек -f Ссс2 - для тетрода; при включении с общей сеткой (ОС) - комплексным, состоящим из параллельно включенных емкости Свх = Сек и эквивалентного резистивного сопротивления по первой гармонике Двх1 = Uc/{Iai + hi + ic2\)- В МДП-транзисторах по схеме с ОИ на частотах f < f* \л /** (2.28) можно также считать входное сопротивление емкостным l/fiirfCx, где Свх определяется согласно (2,26). Отметим, что для современных мощных МДП-транзисторов ограничения (2.28) составляют 10...30 МГц. Исходными данными для проектирования входной цепи являются граничные частоты Д и Д, допустимый КБВфщЬ на входе или неравномерность АЧХ ((5доп или Дадоп) при работе от генератора с резистивным LZ CZ 1 J 1  Рис. 3.25 внутренним сопротивлением. В случае лампового генератора должны быть известны тип лампы и схема включения. Из электрического расчета анодной и сеточной цепей должны быть известны амплитуда напряжения на сетке Uc, входная емкость Свх и резистивная составляющая входного сопротивления /?bxi. В случае генератора на МДП-транзисторе из электрического расчета (см. § 2.4) должны быть известны напряжение на затворе U- (2.29), входная емкость Свхои (2-26) и частоты /* и /** (2.28), которые должны превышать /в. Входную согласующую цепь в виде ФНЧ или ПФ на рис. 3.25 рассчитывают на основе исходной схемы рис. 3.20,а, в которой принимают Cl - Съх, Ri = RhV\ R2 - Двх.ном в следующей последовательности. 1. Для заданного КБВфтт либо неравномерности АЧХ б^и {}лп\л Аодоп) из табл. 3.7 или 3.8 определяют ai-a и г. 2. Рассчитывают нагрузочное сопротивление R = ai/27r(/jj - ~/н)Свх (для лампового генератора с ОС должно быть R Rbxi)- Переход от m = 1 к ш = 2-4, от низкочастотной к полосовой цепи и от фильтрового к оптимальному способу согласования увеличивает ai и R . 3. Определяют значения LC-элементов схемы и номинальное входное сопротивление в схеме рис. 3.25: а 27г(/в-/н) 27г(/в-/ )Ян 2</в-/н) При расчете низкочастотных цепей принимают f = О, при расчете полосовых цепей определяют дополнительные элементы L1, С2, L3 и С4 из условия настройки в резонанс всех параллельных и последовательных контуров на частоту /о = \ в/н- 4. Находят мощность Двх = OjU/Rh (или Двх = 0,5С/з^/Дн), которая потребляется от предыдущего каскада и рассеивается в Дд. Для лампового генератора по схеме с ОС определяют нагрузочное сопротивление, включаемое между катодом и сеткой: Дн.доп = = Двх1Дн/(Двх1 - Дн) с учетом Двх1 лампы, и мощность, рассеиваемую в нем: Дйн.доп = 0,5[ Дн.доп- Часто ограничиваются только компенсацией шунтирующего действия емкости Свх- В отличие от параллельного резонансного контура, который создает .вх = Двх на одной частоте, добиваются близкого к резистивному сопротивлению .вх Двх с некоторым допуском Д.вх в  и 1Х -Г Рис. 3.26 iC4 iC2 rl I  и сз CI /Гд. L1L Рис. 3.27  заданной полосе частот. Для этого параллельно входу лампы или МДП-транзистора включают низкочастотную или полосовую цепь, как показано на рис. 3.26. Как и выходная согласующая цепь на рис. 3.23, она строится на базе исходной схемы рис. 3.20, а, только емкость Ci реализуется входной емкостью лампы или транзистора. Число звеньев m составляет не более двух, реже трех. Для согласования с предыдущим каскадом на входе схемы рис. 3.26 включают, например, трансформатор на феррите. Важно, что он нагружен на сопротивление, близкое к резистивному. Исходным для расчета элементов схемы рис. 3.26 является КБВвх, определяющий отклонение Д^вх относительно Двх.ном- Для данного КБВвх из табл. 3.7 для т = 2 или 3 определяют коэффициенты Qi, аг и аз. Далее расчет LC-элементов ведут аналогично, как для схемы рис. 3.23, опираясь на исходную схему рис. 3.20,й, в которой в данном случае Д1 = Двх.ном и Д-г - Дн- Рассмотрим построение входных цепей связи для биполярных транзисторов. При включении с ОБ можно не учитывать снижение модуля коэффициента усиления по току Л216 в рабочем диапазоне частот от О до /в /т. По входу транзистор представляется эквивалентной цепочкой, состоящей из последовательно соединенных сопротивления ГвхОБ и индуктивности LbxOB (см. рис. 2.9,6), величины которых определяются по (2.24). Как и в предыдущем случае, не учитывается неравномерность коэффициента усиления по мощности транзистора в рабочем диапазоне частот. При включении по схеме с ОЭ в диапазоне низких частот (/ < 0,3/х г21эо) можно также не учитывать снижение коэффициента усиления по току Ь21э{<)- При этом в эквивалентной схеме рис. 2.9,а можно опустить Свхоэ, и тогда входная цепь транзистора представляется эквивалентной цепочкой из Ьвхоэ и ГвхЕ = г^хоэ + ДвхОЭ (см. рис. 2.9,6), элементы которой определяются из (2.17а). В обоих случаях входную согласующую цепь выполняют в виде ФНЧ или ПФ на рис. 3.27 на основе исходной схемы рис. 3.20,6, в которой ПриИИ1\ЛаЮТ Li = Lx, Rl = rx + Ддоп и Да = Двх.ном. ГДе Ддоп - 1 ... 9 10 11 12 13 14 15 ... 33 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||