|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 33 Отметим, что во всех схемах табл. 3.1 возможна замена индуктивностей на емкости и, наоборот, емкостей на индуктивности с теми же значениями реактивных сопротивлений. При этом схемы 1 и 2 меняются местами, схемы 3 и 4 из ФНЧ переходят в ФВЧ, схемы 5 и 6 также меняются местами, но при одновременной замене Ri на i?2 и R2 на Ri. Расчетные соотношения для LC-элементов Г-, П- и Т-цепочек в табл. 3.1 даны исходя из предположения, что реактивные элементы не имеют диссипативных потерь. Практически это допустимо при добротности LC-элементов выше 30... 50. Для определения рассеиваемой в согласующих цепочках мощности в табл. 3.1 даны формулы для расчета КПД {г1 = Ра/Рвх = 1 - Рп/Рвх), в которых учитываются потери только в индуктивностях, так как в большинстве случаев Ql <С Qc-Если потери в конденсаторах соизмеримы с потерями в катушках индуктивности, например при реализации L- и С-элементов на микрополос-ковых отрезках длинных линий, то для приближенного расчета КПД в эти формулы следует подставлять Qs = QlQc/{Ql + Qc) - результирующая добротность L- и С-элементов. В маломощных каскадах L- и С-элементы выбираются или конструируются исходя из требуемых их величин. В мощных каскадах, и в первую очередь в ламповых, катушки индуктивности и конденсаторы выбираются и проектируются исходя из величин протекающих в них токов, действующих на них напряжений и реактивных мощностей. Исходя из того, что диссипативные потери в Г-, Т- и П-цепочках незначительны, напряжения Ui, U2 и токи Д и I2 на их входе и выходе связаны балансом мощностей Рвх = 0,5;7iVPi = 0,5/2Pi = 0,5г7/Р2 = 0.5/Р2. (3.1) Отсюда при заданном напряжении (токе) на входе, как и на выходе той или иной цепочки (например, напряжение на входе определяется напряжением на аноде лампы, а напряжение на выходе - напряжением на сетке другой лампы), можно легко определить напряжения, токи и реактивные мощности, действующие на L- и С-элементах'Г-цепочек, . и на первом и третьем элементах П- и Т-цепочек. В средних (во вторых) элементах П- и Т-цепочек величину действующих на них напряжений и токов можно определить с учетом того, что П- и Т-цепочки образованы последовательным соединением двух Г-цепочек. При этом для расчета значений токов и напряжений достаточно в (3.1) вместо Pi или Р2 подставить Pq. В качестве примера рассмотрим алгоритм расчета трансформирующих цепочек в ламповых ГВВ. Поскольку в ламповых каскадах главным образом сказывается шунтирующее действие входных и выходных емкостей ламп, а сопротивления индуктивностей их выводов обычно невелики, то в качестве межкаскадной цепи связи широко используется П-цепочка или, как ее принято называть, П-контур, показанный на рис. 3.1,а. Емкости конденсаторов С1 и С2 соответственно складываются с выходной емкостью первой Свых.л! и входной емкостью второй  т ъ Рис. 3.1 I SxM Свых.л2 ламп и емкостью монтажа. Этот П-контур нагружен на эквивалентное резистивное входное сопротивление по первой гармонике второй лампы Рвх.л2, определяемое главным образом током первой сетки. В общем случае вторую лампу по входу шунтируют дополнительным сопротивлением Рдоп- Например, в каскадах однополосных передатчиков лампы работают без или с очень малыми токами первой сетки и Рвх.л2 теоретически стремится к бесконечности или оказывается очень большим. При этом коэффициент усиления каскада становится недопустимо большим. Поэтому величину Рдоп выбирают так, чтобы Кр второй лампы составлял не более 20.. .30, исходя из условия получения заданной устойчивости ГВВ (см. § 2.11). Этим самым обеспечивается устойчивая работа. Зная выходную мощность Р], допустимый Кр и амплитуду переменного напряжения на сетке данной лампы Uc можно найти мощность на ее входе: Рвх = Р\/Кр. Одновременно зта мощность определяется как Рвх = 0,5C/<?/PbxS, где PbxS = Рвх.л2Рдоп/(Рвх.л2 + Рдоп). Отсюда можно найти величину Рдоп = .Йвх1!рвх.л2/(Рвх.л2 - Pbxs)- В схеме на рис. 3.1,а П-контур трансформирует PbxS в Рэк.л! первой лампы. Поскольку обычно Рэк.л! > PbxS, то при расчете его LC-элементов (см. табл. 3.1, схема 4) величину Ро выбирают в 2...3 раза ниже PbxS- Кроме того, для обеспечения гармонического напряжения на аноде первой лампы появляется ограничение (2.1) на величину Cimin: Clmin > 2...4 27Г/Рэк.л1 -а вых.л! (3.2) Обеспечение условия (3.2) определяет выбор величины Pq. Межкаскадную цепь связи в виде П-контура можно считать оптимальной с позиции фильтрации высших гармоник и КПД при заданной трансформации нагрузочных сопротивлений. Однако если требуется осуществлять перестройку в диапазоне рабочих частот от /н до /в, то, во-первых, необходимо перестраивать все три реактивных элемента П-контура, а во-вторых, и это является решающим, неясны критерии их перестройки (настройки). В связи с этим на радиоцентрах при эксплуатации данного передатчика обычно заранее известны его рабочие частоты. Поэтому осуществляют предварительную настройку ЦС на этих частотах и фиксируют значения всех реактивных элементов. При пере- ходе с одной частоты на другую оператор перестраивает LC-элементы согласно табличным данным. В перестраиваемых ламповых каскадах, где заранее неизвестны рабочие частоты, часто применяют другую схему ЦС, показанную на рис. 3.1,6. В ней функции настройки в резонанс и трансформации нагрузочного сопротивления достаточно четко разделены. Здесь L1C1-контур перестраивается - настраивается в резонанс на рабочую частоту / с учетом вносимого реактивного сопротивления, создаваемого емкостным делителем С2СЗ. Параметры LlCl-контура выбирают из условия обеспечения (3.2) и настройки в резонанс: Qh > 27r/(Cimm + С'вых.л! + С'вн)йэк.л1 > 2 . . .4. Величины Дэк.л! и С'вн определяются по формулам (3.3) к.л1 - 1-1-(27г/СпосДпос) (27г/С„ос)2Дпос 1 + (27г/С„осДпос)2 В которых Дпос и Снос находятся из аналогичных формул (27г/Двхг)Сза Дпос - (H-2t/C3sbxs)2 Двх.лгДдоп = 7 + Спос С2 1--(27г/СзЕ/гвхЕ)2 где /йвхЕ = 5--5-. 3S = Ьз + Овх.л2. тСвх.л2 Г ГХдоп Емкости С2 и Сз емкостного делителя определяют коэффициент передачи напряжения: Uc.n2 27г/С2Двха С2 Ua.nl ~ 71 + [27г/(С2 + Сзе)Двх1:]2 ~ Сг -I- Сзе Это соответствует трансформации сопротивлений йвхЕ в Дэк.ль поскольку Ulni/RsK.nl = Ul 2/RBxS- Значения Еж.л!, U.ni и /?bxS, С^с.л2 должны быть известны из электрических расчетов анодной и сеточной цепей ламп. Величиной Сг задаются в пределах (0,1...0,2) от С\ и по приведенным формулам определяют C3S, С3 и Свн- Подстройкой конденсаторов С2 и СЗ и настройкой (перестройкой) LlCl-элементов анодного контура добиваются приближения энергетических характеристик в обоих каскадах к расчетным на рабочей частоте или в диапазоне частот. Важно, что алгоритм настройки схемы на рис. 3.1,доводится к двум почти раздельным операциям: изменением индуктивности Lj или емкости конденсатора Cl настраивают контур в резонанс и изменением емкости конденсатора связи С2 подбирают необходимую трансформацию сопротивлений i?BxS в йэк.л! и трансформацию напряжений С/а.л1 в С/с.л2. Рассмотренные Г-, Т- и П-цепочки обеспечивают трансформацию резистивных сопротивлений на фиксированной частоте. Практически коэффициент перекрытия по частоте Kj таких цепочек составляет не более 1,1... 1,2. Поэтому при Kj > 1,1.. .1,2 применяют фНЧ-трансфор- XL iL 
л Рис. 3.3 маторы, которые так же, как Г-, Т- и П-цепочки, обеспечивают трансформацию произвольных резистивных сопротивлений R1 и R2, но в заданной полосе частот /н.../в. На рис. 3.2 приведены две схемы ФНЧ-трансформаторов, состоящие иэ т/2 последовательно включенных Г-цепочек, нагруженных на сопротивление = Дн.ном. Каждая Г-цепочка выполняется в виде двухэлементного ФНЧ и содержит продольную индуктивность и параллельную емкость. При таком построении обеспечивается существенно большая фильтрация на частотах выше /в и, кроме того, его LC-элементы проще реализуются на полосковых линиях. ФНЧ-трансформатор по структуре (схеме) совпадает с обычным ФНЧ, но в отличие от последнего у него нижняя граничная частота полосы пропускания начинается не от нуля, а от / > 0. Одновременно он обеспечивает трансформацию сопротивлений Ri = йн.ном в Ri = Двх.ном в полосе частот от /н до /в. В схеме, приведенной на рис. 32,а, Двх.ном > Дн.ном; в схеме на рис. 3.2,5Двх.ном < Л .ном-Проектирование ФНЧ-трансформатора проводят для случая, когда на его входе включен генератор с резистивным внутренним сопротивлением Дг, равным Двх.ном. Одним из исходных параметров ФНЧ-трансформатора является неравномерность коэффициента передачи по мощности, поступающей от генератора в номинальное нагрузочное сопротивление Дн.ном в полосе частот от /н до /в (рис. 3.3): - (Днтах Днтт)/Днтах ИЛИ. В децибелах: Да= 10lg[l/(l-5)]= 101б(Р„ ах/Днпип). Величины Ь и Да однозначно связаны с КБВф на входе: (1-КБВф)2 (1 + КБВф)2 -(1 + КБВ^) - = 4КБВф и определяют наибольшие отклонения его входного сопротивления Д^вх относительно Двх.ном при нагрузке на Z.. = Дн.ном- Исходные данные для расчета ФНЧ-трансформатора: граничные (3.4) (3.5) (3.6) частоты / и /в, номинальное сопротивление нагрузки Дн.ном и входное сопротивление ФНЧ-трансформатора Двх.ном. допустимый КБВф. . Последовательность расчета: 1. Определяют г как отношение большего к меньшему из двух заданных сопротивлений: Дн.ном И Двх.ном- 2. Рассчитывают коэффициент перекрытия по частоте Kj - /в н. 3. Находят параметр й = (1 - КБВф)7(1 + КБВф)2. 4. Рассчитывают число реактивных элементов: 8 4г 2 Arch  при максимально гладкой АЧХ; (3.7) Arch при равноколебательнои АЧХ. Полученное значение т* округляют в большую сторону до ближайшего целого четного числа т. Отметим, что согласно (3.7) для ФНЧ-трансформаторов, как и для ФНЧ, при одинаковых значениях г, Kj и 6 при максимально гладкой АЧХ требуется значительно большее число реактивных элементов, чем при равноколебательнои АЧХ (соответственно штриховая и сплошная линии на рис. 3.3). Однако при равноколебательнои АЧХ необходим более точный подбор величин LC-элементов. Поскольку даже при равноколебательнои АЧХ с ростом Kj и г резко возрастает число т реактивных элементов, применение ФНЧ-трансформаторов оправдано только при Kj < 3...5 и г < 10...50, так чтобы т не превышало 6...8. При больших Kj и г применяют только ФНЧ-трансформаторы с равноколебательнои АЧХ. 5. В соответствии с полученным после округления т уточняют: {г-If (r-l)2+4r (5 = при максимально гладкой АЧХ; (r-l)44rch при равноколебательнои АЧХ. 6. Определяют Да = 10 lg[l/(l - 8)] и КБВф = (1 - + VS). 7. Рассчитывают коэффициенты ai, 2 , т: при m = 2 ai = 1 + r 28и г y(r-l)[(l-%2+52] 2 = rai; при m = 4  ) 2r V V 2r J 1 где M = 2l±L.J., X = -fc/; 1 -fl .- /i = 1 - 1/Ку, a=l,6 = 0, c=0 при максимально гладкой АЧХ; а = 4, 6 = 4, с = 1 при равноколебательнои АЧХ. При m = 6 и 8, а также при m = 2 и 4 для дискретных значений Kj и г при равноколебательнои АЧХ коэффициенты берут из [2.3, приложение 2]. Остальные -коэффициенты определяют по формулам Otm-l = 012/г; -2 = газ; Otm-3 = Oi4fr. 8. Определяют величины LC-элементов: при Двх.ном > Дн.кой в схеме на рис. 3.2,о ~ of Р- 4+1 =--7- (j = 1,3,...,т-1); ТГ/вЛн.ном 27Г/в при Двх.ном < -Кн.ном В схеме на рис. 3.2,6 Дн.ном j+l г- 1 1 -1\ --27- = 2ur::z: o = i3,...,m-i). Пример. Рассчитать ФНЧ-трансформатор: граничные частоты /н = 50 МГц, /, = 100 МГц; нагрузочное сопротивление Дн.ном = Ю Ом; входное сопротивление Д х.ном = 5 Ом; допустимая неравномерность АЧХ Ла < 0,05 дБ. Выбираем схему рис. 3.2,6 \л определяем г = 10/5 = 2, Kf = 100/50 = 2. По (3.4)-(3.б) или по табл. 3.7 (см. ниже) для Ла - 0,0436 дБ получаем S < 0,0098 и КБВф > 0,82. Число реактивных элементов при равноколебательнои АЧХ 1 - 0,0098 (2 - 1)2 4-2 / 22 + 1 m* = 2 Arch W - / Arch = 3,08; 0,0098 . 22 - 1 округляем 771* до m = 4. Уточняем (2-1) (2-l)2+4.2ch2 ( Arch = 0,006. Затем Да = 10 Ig-- = 0,026 дБ и КБВ* = --= о,856. 1-0,006 * 1 + V6;006 Коэффициенты: 1/= 1+1/2 = 1,25; д = 1-1/2= = 0,75; х = 4(1,25)*-4-1,252 0,752+0,75* = 6,566; = 1,25; М = 2 1+1* 0.006 4 (1 - 0,006) - 0,754 + 0.006 - 6,566 1,25-1,252 - 2-1,25 а2 = 1,25/0,57 = 2,19; 1,25 -1,252 2 .1,25 j 2 1,25 аз = 2,19/2 = 1,095; 4 = 2 0,57= 1,14- Значения LC-элементов в схеме рис. 3.2,6: Li = 0,57 -10/2 - 3,14 100 - 10 = = 9,076 нГн; Сг = 2,19/2-3,14-10010=-10 = 348,7 пФ; Ьз = 1,095.10/2-3,14 100 10в = = 17,44 нГн; С4 = 1,14/2 - 3,14 100 - 10 - 10 = 181,5 пФ, В транзисторных и ламповых каскадах передатчиков при небольших коэффициентах перекрытия по частоте Kj < 2...3 в качестве входных, межкаскадных и выходных ЦС, а в ряде случаев и в качестве ВФС используют полосовые цепи или полосовые фильтры (ПФ) (см. § 3.4, 3.5). Как правило, ПФ проектируют на основе низкочастотного фильтра - ФНЧ-прототипа, который не обеспечивает или обеспечивает незначительную трансформацию сопротивлений, т.е. номинальное входное сопротивление Лвх.ном в полосе его пропускания равно или близко к номинальному сопротивлению нагрузки Дн.ном. Однако в полосовых цепях трансформацию сопротивлений можно осуществить внутри самой цепи с помощью так называемого преобразования Нортона путем пересчета L- и С-элементов цепи [2.3]. Как и в ФНЧ-трансформаторах, здесь трансформация сопротивлений возможна в произвольное число раз (не обязательно дискретное), но ограниченное сверху или снизу некоторым значением. Важно подчеркнуть, что преобразование Нортона не ухудшает АЧХ цепи, не вносит дополнительных потерь и не уменьшает КПД цепи; его можно распространить на ПФ или ЦС, выполняемые на реактивных элементах с потерями. Для этого достаточно, чтобы добротности реактивных элементов в исходной цепи и после преобразования были одинаковыми, что обычно выдерживается на практике. Согласно преобразованию Нортона [1.44] идеальный трансформатор 1 : v с последовательно или параллельно включенным сопротивлением Z можно заменить эквивалентной П- или Т-цепочкой (рис. 3.4), где сопротивления Z1-Z3 определяют из соотношений 1/(г/ - 1) и (для схемы рис. 3.4, а); = i-lZ; Z26 = Z35 = 1 -iZ (для схемы рис. 3.4,6). Лри 1 одно из сопротивлений Zi (или Z2) оказывается отрицательным. Для практической реализации этого преобразования отрица-  Рис. 3.4  о-1-о о- L-l-о о-1-о ..Cl Рис. 3.5 Я, (H)U L±,  Рис. 3.6 тельное Z должно быть скомпенсировано аналогичным положительным Z, что возможно только в полосовых ЦС. В качестве сопротивления Z обычно выбирают индуктивность L или емкость С {Z = iirfL или Z = 1/(]27г/С)). На рис. 3.5 приведено восемь возможных схем эквивалентных преобразований. Практическое использование преобразования покажем на приме-, ре двухзвенной полосовой цепи рис. 3.6,а. В сечении 1-1 включаем идеальный трансформатор 1 : г/ и величины всех L, Д„ и С, расположенные справа от него, изменяем соответственно в г/ и 1/г^ раз (рис. 3.6,6). Затем идеальный трансформатор и параллельную индуктивность i/Li заменяем согласно рис. 3.5,в эквивалентной Т-цепочкой, как показано на рис. 3.6,е. После этого объединяем последовательные индуктивности (г/ - i)Li и iyL2 и переходим к результирующей схеме рис. 3.6,г. Из условия физической реализуемости последовательные индуктивности Li3K и Ьзэк в схеме рис. 3.6,г должны быть положительными. Отсюда следует ограничение на коэффициент трансформации: 1 > > Li/{Li +L2). Заметим, что при и = и^аа = Li/{Li +L2) иНдук- U(CI) lz(C2) Рис. 3.7 тивность зэк = о и число реактивных элементов в исходной (рис. 3.6,а) и преобразованной (рис. 3.6,г) схемах оказывается одинаковым. Предельное значение vtin (или г^тах) определяется величинами рядом расположенных индуктивностей (или емкостей) в продольных и параллельных ветвях исходной полосовой цепи. В частности, на рис. 3.7 приведены эквивалентные Г-цепочки, содержащие две индуктивности (или две емкости), соответствующие предельным значениям г/щш или г/щах, при которых Za трансформируется в либо, наоборот, в Z. Соотношения для реактивных сопротивлений при переходе от первой схемы ко второй: (I + X1/X2) н = 4ахн; XX = {г + Хг/х^у imax= 1-f 1/2; при переходе от второй схемы к первой: X* - X* l + XJXl i + xiixi Zn = linnZ: Jimn = (1 -f X*/Xl)-\ где X = iTrfL (или Ijl-nfC). Величина г^тах растет, a г/щт падает по мере уменьшения коэффициента перекрытия по частоте Kj и увеличения неравномерности АЧХ Ь (или Да) в полосовой цепи. Кроме того, чем больше число L- и С-элементов в исходной схеме, тем большее число преобразований можно выполнить и, следовательно, обеспечить большую трансформацию нагрузочных сопротивлений. Отметим, что в полосовых цепях до и после преобразования сохраняются индуктивности в поперечных и емкости в продольных ветвях (см. рис. 3.6). Это может вызывать дополнительные трудности при их практической реализации в диапазоне СВЧ и микрополосковом исполнении. Рассмотрим особенности построения трансформирующих цепей на УВЧ-СВЧ (0,3.. .30 ГГц). Благодаря низким питающим напряжениям и большим рабочим токам генераторных биполярных и полевых транзисторов этого диапазона и, как следствие этого, небольшим нагрузочным сопротивлениям, измеряемым десятками, единицами и даже долями ом, колебательные, и в том числе трансформирующие, цепи на сосредоточенных LC-элементах практически реализуются (на малые уровни мощности) на частотах примерно до 15 ГГц. Одновременно на частотах выше 100... 300 МГц реактивные элементы, и в первую очередь индуктивности, выполняют на отрезках длинных -TTL я/ Л2 ,A Z Mill Рис. 3.8  линий, главным образом на несимметричных полосковых линиях. С учетом этого конструктивно выполняют транзисторы, в которых входные и^ выходные емкости и индуктивности выводов становятся составными элементами цепей связи или образуют отдельные трансформирующие цепи. Это позволяет относительно просто компоновать транзисторы с остальными LC-элементами входной, межкаскадной и выходной цепей, выполняемых как насосредоточенных элементах, так и на несимметричных полосковых линиях. При реализации LC-элементов трансформирующих цепочек на отрезках длинных линий электрическая длина последних не должна превышать 20...30°, т.е. /э < Л/18...Л/12 [1.1]. Это конструктивно выполнимо на относительно низких частотах (ниже 0,5...2 ГГц), когда геометрическая длина линии получается достаточно большой. На частотах выше 0,5...2 ГГц, где геометрическая длина линии становится малой, переходят к трансформаторам на отрезках линий с электрической длиной /э = Л/4. При этом можно точнее реализовать заданные характеристики. Учитывая это обстоятельство, в широкодиапазонных устройствах часто переходят к трансформаторам на линиях длиной /з = Л/4 и на более низких частотах. Четвертьволновая линия осуществляет обратную трансформацию (инверсию) сопротивлений Zx = Z/Za, где Zc - волновое сопротивление линии [1.1]. LUиpoкoдиaпaзoнныe трансформирующие цепи строят в виде последовательного соединения нескольких линий, каждая из которых имеет электрическую длину 1 = Л/4 на средней частоте /о = \/fsfn (рис. 3.8,а.б). Исходя из заданного коэффициента трансформации сопротивлений R1 и R2, заданного диапазона частот fa-. ./в и допустимой неравномерности АЧХ в полосе пропускания, рассчитывают число линий (секций) и их волновые сопротивления [3.2]. Для примера на рис. 3.8,а показан трансформатор на трех секциях, в котором расчетные волновые сопротивления изменяются в одном направлении, последовательно принимая промежуточные значения между нагрузочными сопротивлениями R1 и R2 (7?! < Zci < Zc2 < Zc3 < Rt)- Такой трансформатор, у которого перепады волновых сопротивлений соседних секций меньше, чем отношение R/Rx, называют синхронным . Те же и даже лучшие электрические характеристики можно получить в несинхронных трансформаторах, у которых перепады волновых сопротивлений соседних секций могут быть значительно больше, чем отношение Дг/Т?!, причем электрическая длина секции может быть даже меньше Л/4 [3.2]. Наиболее простой с точки зрения практической реализации и геометрических размеров двухсекционный трансформатор, показанный на рис. 3.8,6! Во-первых, волновые сопротивления секций совпадают с нагрузочными сопротивлениями (волновыми сопротивлениями подводящих линий), т.е. = R2, Zc2 = и, во-вторых, оптимальная длина каждой секции составляет Л/12. В результате частотные характеристики трансформатора примерно такие же, как у односекционного трансформатора, а длина его двух секций равна Л/6 вместо Л/4. В [3.2] дана методика проектирования синхронных трансформаторов с числом секций 1-8. Широкодиапазонные трансформаторы можно выполнять на одной^ линии с плавно изменяющимся волновым сопротивлением - так называемые плавные переходы (рис. 3.8,в), в отличие от рассмотреннь(х (рис. 3.8,а,б), которые называют ступенчатыми. Однако, как показывают расчеты, при одинаковых коэффициентах трансформации сопротивлений, коэффициентах перекрытия по частоте и неравномерности АЧХ в полосе пропускания геометрическая длина плавных переходов оказывается значительно больше, чем у ступенчатых. Рассмотренные цепи на сосредоточенных или распределенных LC-элементах обеспечивают трансформацию резистивного нагрузочного сопротивления Дн в другое, также резистивное входное сопротивление Д^х на частоте / либо с некоторым допустимым рассогласованием Д^вх в полосе частот fa- /в- На практике, в том числе при настройке, а также исследованиях ГВВ, важно обеспечивать с помощью согласующего четырехполюсника определенную трансформацию в общем случае комплексных сопротивлений в Zbx- Выделяют два частных случая. Инверсная трансформаи^1Я. Для этого можно использовать Т-или П-цепочку на сосредоточенных LC-элементах с одинаковыми по модулю реактивными сопротивлениями X = 27г/1. = 1/27г/С| (табл. 3.1, схемы 3 и 4) либо длинную линию А/4, ЗА/4, 5Л/4,...с волновым сопротивлением Zc- При этом обеспечивается Zbx = X/Z = Z/Zfi. В частности, при Zh = Д2 будет Zbx = Д1 = Х^/Дг = Z/fij и одновременно фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного на ±90°. Трансформирующие Т- и П-цепочки, даже выполненные в виде ФНЧ (см. табл. 3.1, схемы 3 и 4), при работе от ГВВ могут не обеспечивать необходимой фильтрации высших гармоник, и тем более на частотах ниже рабочей. В этом случае можно использовать Т- и П-цепи в виде двух связанных последовательных или параллельных LC-контуров, схемы которых показаны на рис. 3.9. Связь между контурами обычно выполняют емкостной Сев'- в схеме рис. 3.9,а Сев > СхСг; в схеме рис. 3.9,6 Сев < СхСз. Чем больше неравенства, тем более резонансная амплитудно-частотная характеристика связанных контуров    -SKI Рис. 3.9 И тем больше фильтрация вне полосы пропускания. С этой же целью добротности контуров выбирают больше единицы: в схеме рис. 3.9,а Q i = 2iTfLi/R > 1; Q 2 = 2xfL2/R > 1; в схеме рис. 3.9,6Q i = R/{2iTfLi)>l: Q 2 = Д^ V(2т/Ь2)>L где Дкх^ и Д^ - некоторые номинальные (средние) значения входного Zbx и нагрузочного Z сопротивлений. Первый и второй контуры настраивают в резонанс на рабочую частоту / с учетом емкости связи Ссв^ в схеме на рис. 3.9, а при разомкнутом другом контуре / = /о1 =-, = = /о2 = 27Гл/1 с, с ф 2-к\ L2 СГ+Ссв V С2+Ссв в схеме на рис. 3.9,6 при замкнутом другом контуре 1 1 27Гл/1(С1 -f Сев) = /02 = 27Г^/12(С2 + Ссв) При этом на частоте / последовательные и параллельные контуры представляют эквивалентные индуктивности Ьжв (рис 3.9), сопротивления которых равны по модулю сопротивлению емкости связи Хьэкв = 27г/1экв = 1/(27г/Ссв). Таким образом, связанные контуры на частоте / эквивалентны Г- или П-цепочкам с одинаковыми сопротивлениями всех трех реактивных элементов, и поэтому они обладают свойствами инверсии. Линейная трансформаи^1я. Включением последовательно двух инверсных четырехполюсников будет обеспечиваться линейная трансформация сопротивлений ill ZI2 Zbx - Zh = tptZk = N Zh,
где Xi (или .ci) и Х2 (или сз) - реактивные сопротивления LC-элементов (или Волновые сопротивления) 1-го и 2-го ин-- версного четырехполюсников. Два инверсных четырехполюсника содержат в сумме шесть реактивных элемен-g jjj тов. Минимальное число элементов, из ко- торых можно выполнить линейный трансформирующий четырехполюсник, может быть четыре (см. рис. 3.10). Величины реактивных сопротивлений его LC-элементов определяют по формулам [3.24] Xi; Хз Здесь считается заданным коэффициент трансформации N2, причем iV может быть любым действительным числом, как положительным, так и отрицательным, и произвольно выбираемый по знаку и величине первый реактивный элемент Х\. Используя данные соотношения, можно пересчитать величины реактивных элементов в схеме рис. 3.10 при заданном последовательном элементе Х^. Отметим, что Х\ или Ха и их величины могут быть заданы из условия обеспечения необходимого сопротивления цепи связи ГВВ на частотах высших гармоник (см. § 2.2 и 2.6). В табл. 3.2 приведены шесть вариантов линейно трансформирующих четырехполюсников в зависимости от знака Xi и величины и знака N. 3.3. Проектирование и расчет цепей связи с применением трансформаторов на ферритах LLIиpoкoдиaпaзoнныe трансформаторы с коэффициентом перекрытия по частоте 10. ..10 и выше выполняют обычно с магнитопроводом. Их разделяют на два класса [3.1]: с доминирующей магнитной связью  Рис. 3.11 между обмотками, т.е. обычные трансформаторы; с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками длинных линий, так называемые трансформаторы на линиях (ТЛ). Следует отметить, что трансформаторы на ферритах используются как в широкодиапазонных, так и в узкодиапазонных каскадах, в том числе предназначенных для работы на фиксированной частоте {Кj 1). Помимо конструктивной простоты, здесь не требуется точный подбор (настройка), как L- и С-элементов в Г-, Т- и .П-цепочках. Кроме того, в его элементах малы контурные напряжения и токи и, следовательно, реактивные мощности. Поэтому КПД таких трансформаторов может быть не ниже, а еще ближе к 1. Трансформаторы с мегнитными связями. В таких трансфер- . маторах связь между первичной и вторичной обмоткой достигается за счет общего магнитного потока вмагнитопроводе (рис. 3.11,а). Коэффициент трансформации по току (напряжению) дискретный и пропорционален отношению количества витков в первичной и вторичной обмотках Wi/w2 (по сопротивлению пропорционален квадрату отношений ujj/ii)!)-В трансформаторах с магнитными связями полоса пропускания ограничена снизу индуктивностями намагничивания обмоток Ь^, а сверху - паразитными межвитковыми Са и межобмоточными Cai-2 емкостями, индуктивностями рассеивания обмоток Ls и непосредственно индуктивностями выводов LsbiB- В эквивалентной схеме на рис. 3.11,5 к схеме идеального трансформатора (ИТ) добавлены перечисленные реактивные элементы. Для средних частот рабочего диапазона реактивные сопроти- вления LsbiB, Ls пренебрежимо малы, а L, и Сп очень велики. Нижняя граничная частота Д рабочего диапазона зависит от сопротивления индуктивностей Ьм. Как правило, должно быть 27г/н^м2 > (3...5)Дн, и соответственно 27г/н1м1 > (3 . . . 5)Двх.ном, где Двх.ном = {wi/w2YRa. Верхняя граничная частота Д определяется шунтирующим действием емкостей Спь Сп2 и Cni 2 и сопротивлением индуктивностей Ls\. Ls2, LsbiBi и 7выв2. Кроме того, на некоторой частоте /о возникает резонанс, образованный емкостью Са\~2 й индуктивностями рассеивания обмоток трансформатора. Для расширения полосы пропускания необходимо одновременно увеличивать Lm и снижать выв, Ls и Са- Поскольку эти требования противоречивы, полосу пропускания удается расширить рациональным конструированием трансформаторов [1.44]. Практически трансформаторы с магнитными связями обеспечивают Kj до 10... 10 в диапазоне It и I I- 11 1 1 -Li Рис. 3.12 частот до 100...300 МГц при сравнительно больших нагрузочных сопротивлениях (примерно 50 Ом.. .2 кОм). Трансформаторы на линиях. Для современных мощных генераторных транзисторов характерны низкие входные и нагрузочные сопротивления, составляющие единицы и даже доли ома. При столь низких нагрузочных сопротивлениях частотные ограничения сверху определяются индуктивностями рассеяния, которые не должны превышать единиц и даже долей наногенри, что в обычных трансформаторах обеспечить затруднительно. Для трансформации столь низких сопротивлений в диапазоне частот 0,1... 1000 МГц и выше используют трансформаторы на отрезках длинных линий, помещаемых на магнитопроводе из феррита [1.1]. При согласованном резистивной нагрузочном сопротивлении верхняя граничная частота полосы пропускания такого трансформатора ограничена потерями в линиях, а также индуктивностями выводов соединительных проводов (монтажа). Поэтому при больших нагрузочных сопротивлениях (20... 200 Ом) она может достигать 1...2 ГГц. На низких частотах трансформатор на линиях переходит в обычный трансформатор с магнитными связями между обмотками. Принципы построения трансформаторов на отрезках длинных линий рассмотрены в [1.1]. При построении трансформатора с коэффициентом трансформации, отличным от 1:1, используют линий, включаемых параллельно и последовательно по входу и выходу в различных комбинациях. Обычно ограничиваются включением линии с одинаковыми волновыми сопротивлениями Zc параллельно с одной стороны и последовательно - с другой (рис. 3.12). Предполагается, что линии достаточно разнесены в пространстве и между их проводниками не образуется дополнительных магнитных и электрических связей. В этом случае, чтобы каждая линия была нагружена на согласованное сопротивление, необходимо выполнить условие (3.8а) Rbx = Zc/N и Zc = VRbxK- (3.86) Из (3.8) следует, что коэффициент трансформации сопротивлений г = N (или 1/N) может принимать дискретные значения 1/16, 1/9, 1/4, 1, 4, 9, 16,... Кроме того, из (3.8) видно, что при заданном Zc увеличение снижает одно из нагрузочных сопротивлений, что важно при построении транзисторных генераторов с низкими нагрузочными сопротивлениями. Например, используя полосковые линии с волновым сопротивлением Zc = 3,2 Ом при = 2 и 3, одно из нагрузочных сопротивлений получают равным соответственно 1,6 и 1,07 Ом. Таким образом, в трансформаторах на линиях, как и в трансформаторах с магнитными связями, коэффициент трансформации оказывается дискретным. Однако если в обычных трансформаторах он определяется отношением числа витков первичной и вторичной обмоток в квадрате (Двх/Дн = w\/w\) и при большом их числе дискретность трансформируемых сопротивлений может быть малой, то в трансформаторах на линиях дискретность оказывается большой, например переход от одной линии к двум, трем и т.д. меняет трансформацию сопротивлений с 1:1 к 1:4, 1:9 и т.д. При согласованных нагрузочных сопротивлениях длина линий может быть произвольной. Однако практически задаются меньше Л/4, поскольку из-за некоторого неравенства длин отдельных линий при их электрических длинах, близких к Л/4, резко ухудшаются их трансформирующие свойства. Более того, стремятся взять линии как можно меньшей длины, чтобы только обеспечить требования минимально допустимой величины продольной индуктивности Lnp- В трансформаторе по схеме рис. 3.12 продольные напряжения на линиях неодинаковые. Например, в случае несимметричного включения трансформатора по входу и выходу, как это показано на рисунке, напряжение на нижней Л^-й линии f/npiv = О и ее устанавливают без феррита. Такую линию принято называть фазокомпенсирующей. На последующих линиях напряжения возрастают, достигая максимального значения на первой линии Unpi = {N-l)Ur при одинаковых напряжениях и токах во всех линиях ({/л = f/r = Un/N, 7л = /н = Ir/N). Для обеспечения необходимой индукции в ферритах неравенство продольных напряжений потребует соответствующего пропорционального увеличения сечения ферритовых сердечников, числа витков, а отсюда и длины каждой линии. Однако последнее ведет к неодинаковым фазовым сдвигам в отдельных линиях и в результате к отклонению модуля коэффициента трансформации напряжения Ки от Л^. Поэтому ограничиваются включением не более двух-четырех линий (Л^ = 2-4). Одновременно стремятся так изменить схему трансформатора, чтобы снизить (либо выровнять) наибольшие продольные напряжения на линиях, например включением одной или нескольких дополнительных линий [2.3, рис. 4.13 и 4.14]. Другой путь - трансформацию сопротивлений осуществлять при симметричном включении трансформатора по входу и выходу относительно корпуса, при котором продольные напряжения на линиях выравниваются и снижаются примерно в 2 раза (см. ниже), а для перехода к несимметричным нагрузкам на его входе (и выходе) включать дополнительные трансформаторы 1:1. На рис. 3.13,06 приведены примеры симметричных по входу и выходу трансформаторов с коэффициентами трансформации по сопротивлениям в 9 и 16 раз. Волновые сопротивления линий Zc = R = л/ЩЩ. Средние линии фазокомпенсирующие
5+ и„у'0.5а,-  Zc=R IZ Рис. 3.13 (Uiip = 0), a продольные напряжения на верхних и нижних линиях равны по модулю напряжениям на низкоомном входе (7пр = Ui. Средняя точка у нагрузочных сопротивлений может быть заземлена, то же относится к высокоомному выходу трансформатора 1:16 (на рис. 3.13,0,6 показано штриховой линией). В трансформаторе на одной линии (рис. 3.13,е) из-за различных сопротивлений в точках 2 и 4 относительно корпуса появляется асимметрия напряжений на нагрузках Ri и R 2. возрастающая с понижением . частоты. Асимметрия устраняется включением еще одного проводника 5-6, который наматывается на тот же сердечник с таким же числом витков, что и проводники основной линии. На рис. 3.13,в начала проводников показаны точками. Возможны другие способы достижения симметрии, при которых непосредственно подключаются дополнительные симметричные или коаксиальные линии. В схеме рис. 3.13,г трансформатор выполнен на основной коаксиальной линии с Zc = Ri - R, а на его выходе подключена оплетка аналогичной коаксиальной линии. Продольные напряжения на обеих линиях составляют 0,5Ui. Схема на рис. 3.13,5отличается другим способом подключения линий с волновым сопротивлением Zc = 2Ri = Rh/2 на входе и выходе, так что продольное напряжение на одной линии Up = f/i, а на другой Unp = О и она  Рис. 3.14 /г Л/П I/, ыполняет роль фазокомпенсирующей. Примеры перехода от симметричных к несимметричным нагрузкам в двухтактных генераторах показаны на рис. 2.6 и 2.7. Трансформаторы на линиях обьнно не обеспечивают гальваническую развязку между входом и выходом. Если такая развязка необходима, а включать разделительные конденсаторы последовательно на его входе или выходе нельзя из-за увеличения индуктивностей соединительных проводников (за счет индуктивностей выводов конденсаторов), а также если несущая / и модулирующие F частоты соизмеримы (например, в AM и ОМ передатчиках гекаметровых волн), то надо применять специальные схемы трансформаторов, в которых число линий увеличивается в 2 раза, а их волновые сопротивления снижаются в 2 раза. Это поясняет рис. 3.13,е и 3.14,а, где для трансформации 1:1 использованы две линии с волновым сопротивлением Zc = Ri/2. Если включить N* пар аналогичных линий параллельно с одной стороны и последовательно - с другой, то будет обеспечиваться дискретная трансформация сопротивлений Квх и в (Л^*) раз, т.е. так же, как в трансформаторе рис. 3.12. Однако в отличие от (3.86) волновые сопротивления всех линий должны быть уменьшены в 2 раза: Zc = 0,5\/ДвхРн = R. В качестве примера на рис. 3.14,6 показан трансформатор с N* - 2, который содержит четыре линии с волновыми сопротивлениями Zc = R и обеспечивает Ra = 4Двх = 4R. В обеих схемах рис. 3.14 токи и напряжения на линиях 7л = 7н, t/л = 7г/2, продольные напряжения {/щ, соответственно равны 1 2 и (7г/4. Рассмотренные трансформаторы на линиях обеспечивают дискретную трансформацию по напряжениям (2, 3, 4,... раза) и сопротивлениям (4, 9, 16,... раз). Получение промежуточных дробных значений коэффициентов трансформации возможно последовательным включением двух трансформаторов. Например, первый, повышающий, выполняется на трех линиях, а второй, понижающий, - на двух. При этом результирующий коэффициент трансформации по напряжению = 3/2 = 1,5 (по сопротивлениям - 9/4 = 2,25). Однако возможна более простая схема (рис. 3.15,о), которая содержит три линии с одинаковыми волновыми сопротивлениями Zc = l,5Ri = 722/1,5 и обеспечивает такую же трансформацию [3.5]. В этой схеме 7 i = 27i/3; 7л2 = 7лз = 7i/3; Uni = Ui, U2 = Ujiz = Ui/2. Ha рис. 3.15,6 показана схема трансформатора, обеспечивающая трансформацию'по напряжению в 2,5 раза
  б) Л-  Рис. 3.15 (по сопротивлению в 6,25 раза). Волновые сопротивления Zd = 0,5/£i, zc2 = = = Ri, Zc5 = 3Ri/2, токи в линиях /л1 = 2/i/3, 1л2 = лз = i/3, /л4 = л5 = 2/i/5, напряжения Uni ~ U 4 ~ Ui, U 2 = t/лз = f/i/2, С/л5 = 3f/i/2. На рис. 3.15,в,г показаны аналогичные трансформаторы, но симметричные по входу и выходу [3.5]. В схеме рис. 3.15,в волновые сопротивления Zci = = 0,75Ri, Zc2 = Zc3 = l,5Ri, токи в линиях /л1 = /л4 = h - 2/i/3, /л2 = /лз = /2/2 = /i/З, напряжения на линиях равны 0,5{/i. В схеме рис. 3.15,г волновые сопротивления Zci = ... = Z(;4 = 2,5Ri, токи в линиях Ji = ... = /л4 = /ь напряжения и„\ - U4 = Ui, и„2 = лз = Ui/l. в [3.5] рассматриваются различные варианты построения трансформаторов с дробными коэффициентами трансформации по напряжению; 4/3; 5/2; 5/3; 5/4; 7/2 и др. В трансформаторах на рис. 3.13-3.15 линии с одинаковыми продольными напряжениями должны содержать одинаковое число витков и могут размещаться на общем магнитопроводе. Начала обмоток на рисунках показаны точками. Таким образом, по сравнению с трансформаторами с магнитными связями между обмотками трансформаторы на линиях отличаются большей широкодиапазонностью [Kj может достигать от 30 до 10 .. .10). Они позволяют трансформировать низкие нагрузочные сопротивления (единицы и доли ома), передавать относительно большие уровни мощности при более высоком КПД, у них меньше масса, габаритные размеры и стоимость. К недостаткам трансформаторов на линиях следует отнести: примерно в N раз большие суммарные продольные напряжения, во многих схемах необходимо вводить фазокомпенсирующие линии, трудности в получении дробных коэффициентов трансформации. Кроме того, они требуют обеспечивать большие расстояния между линиями, что может приводить к увеличению габаритных размеров. Помимо схем трансформаторов на рис. 3.12-3.15 многочисленные варианты их построения приводятся в [3.5; 3.25]. Порядок расчета трансформаторов на линиях. Исходные данные: назначение и схема трансформатора (повышающий или понижающий, симметричный или несимметричный по входу и выходу); граничные частоты /н и f; трансформируемые сопротивления r и rbx. мощность Рн. передаваемая в нагрузку. Расчет ведут в следующей последовательности. 1. Составляют схему трансформатора. Основной является схема рис. 312 на линиях с одинаковыми волновыми сопротивлениями, в*сл 6ченными параллельно или последовательно по входу и выходу. Такой трансформатор обеспечивает дискретный коэффициент трансформации по напряжению Uh/Ubx - N (или = 1/Л^) и соответственно по сопротивлениям R/Rbx = (или = 1/7V). При несимметричном входе (выходе) число линий ограничивают тремя-четырьмя, чтобы на некоторых из них не оказывалось неоправданно больших напряжений. При симметричных входе и выходе (см. рис. 3.13,а,б) число линий может быть увеличено до пяти-семи. Трансформаторы для перехода от несимметричной к симметричной (и наоборот) нагрузкам, в том числе -для подключения двухтактных ГВВ, строят по схемам рис. 3.13,в-5 и рис. 2.6,а и 2.7. Отметим, что для снижения продольных напряжений на линиях можно переходить к схемам, приведенным в [2.3, рис. 4.13 и 4.14]. Для получения дробных коэффициентов трансформации по напряжению 1,5 и 2,5 (соответственно по сопротивлениям 2,25 и 6,25) можно применять схемы на рис. 3.15. Трансформаторы с гальванической развязкой между входом и выходом выполняют по схемам рис. 3.13,е и 3.14. При заданном Кн (или Квх) уточняют Двх (или Дн). связанные между собой че рез 2,25 либо 6,25. 2. Требуемое волновое сопротивление линий Ястреб для трансформатора рис. 3.12 определяют по (3.86), для других трансформаторов выбирают согласно обозначениям к рис. 3.13-3.15, для трансформаторов-линий в выходной цепи двухтактных генераторов берут из § 2.2, для трансформаторов-линий в мостовых схемах - из § 3.7. 3. При заданных Рн и Дн определяют амплитудные значения напряжения Ua = \/2РнДн И тока /н = л/2Рн/Дн на сопротивлении нагрузки Дн и затем напряжения U , токи I в линиях, продольные напряжения f/np на линиях согласно обозначениям на рис. 3.12-3.15 и соотношениям, приводимым в § 2.2 и 3.7. 4. Рассчитывают требуемую продольную индуктивности проводников линии, Гн: -пр.треб 1 II 27г/н (3.9) где 1 берут иэ табл. 3.7 (см. ниже) для m = 1 исходя из допустимой неравномерности АЧХ на низких частотах / /н. Величину 1.пр.треб 1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 33 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||