|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 7 8 9 10 11 12 13 ... 33 емкостей ламп, а также для возможности некоторого варьирования величины Zc. Величины Za2iV2 И Zc Определяют соответственно нагрузочное и входное сопротивления: для двухтактного УРУ Д„ = = IZNi, Двх = 2Zc; для однотактного УРУ коэффициенты 2 опускаются. В техническом задании на УРУ или из расчета предыдущего и последующего каскадов могут оговариваться требования на Дн и Двх, которые не всегда удается обеспечить ввиду дискретных значений коэффициентов трансформации в широкодиапазонных трансформаторах как с магнитной связью, так и на линиях. Поэтому варьируя m в числителях (2.76) и (2.79), изменяя в небольших пределах Др.а и Др.с, а также величину Сдоп в сеточной линии, стремятся приблизить Дн и Д^х к требуемым с учетом дискретных коэффициентов трансформации в согласующих трансформаторах. В отдельных случаях может потребоваться пересчет ламп УРУ на другие значения 72эк.рез- По (2.72) определяют волновые сопротивления неоднородной части УРУ Za2i, а22,. ,a2(JV2-i)- Если между ОСНОВНЫМИ звеньями неоднородной части включаются холостые , то их волновые сопротивления выбирают как среднегеометрическое от значений волновых сопротивлений соседних звеньев. Определяют значения двух частот [2.1, с. 152] = 1,25--- /в - /гр. р.а и если любая из этих частот оказывается внутри рабочего диапазона Д > /н, /в < /в, то на аноде первой лампы на некоторых частотах будет рассеиваться повышенная мощность iJ2ax = 0 + А^а = £ао7аО Ь 0;257i Zal (0,2Л^1 - 0,5). Должно обеспечиваться Pimax < Да.доп- Определяют кпд УРУ как отношение мощности в нагрузке к мощности, потребляемой анодными цепями всех ламп: Jypy = Pnl\2Pa{Ni Л- ТУз)], (2.80) В случае однотактного УРУ коэффициент 2 опускается. Рассчитывают балластное сопротивление анодной линии и максимальную рассеиваемую в нем мощность: Рб.а = ai; Рб.а = Дб.а/АКБВ . (2.81) Определяют балластное сопротивление сеточной линии и рассеиваемую в нем мощность: Рб.с = с; Рб.с = o,5f/2/P6.c. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада Рвх = 2Рб.с/(;с.л';тр), (2.82) (2.83) где Цс.п - 0,75 .. .0,85 - КПД сеточной линии; щр = 0,7 ... 0,8 - КПД входного широкодиапазонного трансформатора. В случае однотактного УРУ в (2.83) коэффициент 2 опускают. Коэффициент усиления по мощности УРУ т (2.84) Рис. 2.33 Рассчитывают индуктивности и взаимоиндукцию между ними в Т-образных звеньях искусственных длинных линий (рис. 2.33,а): м = (Г^). (2.85) т/гр V 4т У тгЛр V 4га У где Z = Zc либо Zal, Za21,. ,а2ЛГ2. /гр = /гр.с ИЛИ /гр.а- Находят LC-элементы согласующих звеньев (рис. 2.33,6), устанавливаемых на входе и выходе линий: -Ъ^; - т.2хЛр -2,гЛр2 - где т* и 0,6; Z - Zc либо Zal или Za2iV2. /гр = /гр.с или /гр.а- Определяют величины Сдоп неоднородного участка анодной линии: т --а.доп^ г/гр.а^а2; -Са (j = l,2,...,JV2). (2.87) Пример. Рассчитать УРУ с выходной мощностью 5 кВт, диапазон частот /я = 1,5 и /в = 30 МГц при КБВн = 0.8, схема однотактная с неоднородной анодной линией. Определяем мощность Р^, которую должны обеспечить лампы УРУ: = 5 10 .3(1 + 0.8) 1 4-0,8 0,8-0,9 и 7 кВт, где ча.л = 0,8 и rjxp = 0,9. Выбираем тип лампы ГУ-84Б со следующими параметрами: колебательная мощность Р1лва = liS кВт; мощности. рассеиваемьЕе на аноде: Ра.доп = 2,5 кВт и на экранной сетке Рс2доп = 30 Вт; крутизна анодного тока 5 = 58 мА/В; напряжение отсечки £с - -75 В; проницаемость D т О, емкости С,х = 102,5 ± 12,5 пФ, С.ых = 20,5 ± 2,5 пФ. Из электрического расчета ГВВ на ГУ-84Б в классе А (б = 180°) следует: анодная цепь Pi =1,1 кВт, Еа = 2000 В. Ес2 = 400 В. е^.ост = ЮО В. С/а = 1900 В, ho = hi = 1.16 А. Ро = 2,32 кВт < Ра.доп. КПД = 47.5 %. Я,к 1640 Ом; сеточная цепь Uc = 20 В. Ее = -55 В. есшах = -35 В, /с2о = 70 мА. Р^го = 28 Вт < Рсгдоп- Определяем волновое сопротивление однородной части анодной линии; 1,41 3,14 37,5 106 . 25 -10-12 - = 479 Ом, где m = 1,41; Лр.а = 1,25 h - 37,5 МГц; = Свых + Смонт - 20,5 + 4,5 = 25 пФ. Рассчитываем число ламп: однородной части iVi = /l640/479 = 1,95 и неоднородной части N2 = (7 10/1,1 10) - 1 = 5,36. Округляем jVi = 2 и ЛГ2 = 6. Рассчитываем волновые сопротивления неоднородной части анодной линии: 479-1640 479 1640/2 - = i79TTi = ° = 479 4-1640/2 Z23 = 260 Ом; Za24 = 221 Ом; Z2S = 195 Ом; г^гб = 174 Ом и сеточной линии 1,41 Л^ 75 0м, 3,14-41,25-106 -145-10 где Лр.с = 1,1/гр.а = 41,25 МГц; Сс = С.х -I- С„онт -f Сд = 102,5 -f 10+32,5 = = 145 пФ. Нагрузочное сопротивление УРУ Кн а 150 Ом, входное сопротивление йвх = = 75 Ом. Определяем значения вспомогательных частот f! = 1,25 - 37,5/1,41 (10 - 1) = = 3,69МГци/ = 37,5- = 32,3 МГц. Поскольку /н > 1,5 МГц, 1,412 -(8-1)2 J тоопределяем Famax = 2,32-103 fO,25-l,162-492-(0,2-4-0,5) 2,37 кВт < Р .дон. Рассчитываем КПД: 5-103 = 27 %. 2,32 -103(2-Ь 6) Определяем балластное сопротивление анодной линии и максимально возможную рассеиваемую в нем мощность: Яб а = 479 и 500 Ом, Ре а = 1-162-500/4-0,82 = = 260 Вт. Аналогично находим балластное сопротивление сеточной линии и рассеиваемую на нем мощность: Kg,с = 75 Ом, Рб.с = 0,5 20/75 = 2,66 Вт. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада, Р х = 2,66/0,7 0,8 и 5 Вт. Коэффициент усиления УРУ К'уру = 5000/5 = 1000. Рассчитываем индуктивности и взаимоиндуктивности между ними сеточной линии: 1,412 1 Lc = Мс = 3,14-41,25-106 4-1,417 75 1,412-1 3,14-41,25-106 4-1,41 и 1С-элементь на ее входе и выходе: 0,6 - 75 = 0,3 мкГн; = 0,1 мкГн 2 . 3,14 - 41,25 .10в- = = о.б.ЗД4:4;:210в = 2-3,14-41,25-106-75 = 30 пФ. Аналогично определяют 1С-элементЬ однородной и неоднородной частей анодной линии, для которой /гр.а = 37,5 МГц, Za2i = 479,..., Zaae = 133 Ом. Определяем величины дополнительных конденсаторов неоднородного участка анодной линии: а.доя! - 1,41 -25 = 7 пФ; С, 3,14-37,5 106.371 3,14-37:106-302 Са.донЗ = 21 пФ; Са.доп4 = 29 ПФ; Са.допБ = 36 ПФ; Са.доп6 = 44 пф. 1,41 --25 = 15 пФ; 2.11. Расчет устойчивости и функций ГВВ Как указано в § 1.6, при разработке структурной схемы передатчика необходимое число ВЧ каскадов определяют на основе приближенных эмпирических данных об усилении тех или иных электронных приборов в известных схемах и режимах (см. табл. 1.11). Вместе с тем в [1.1] показано, что паразитная обратная связь (ОС) существенно влияет на устойчивость и функции ГВВ, причем влияние возрастает пропорционально квадрату частоты. Поэтому при расчетах электрических режимов и функций ВЧ каскадов необходимо учитывать всегда имеющиеся в них цепи ОС. Предполагается, что читатель знаком с теорией устойчивости Найк-виста [2.6 и 1.1, гл. 5]. Цель настоящего расчета - анализ и обеспечение требуемого запаса устойчивости ГВВ и определение функций ГВВ с ОС. На рис. 2.34 показаны схемы ГВВ с единственным усилительным прибором - генератором тока, управляемого напряжением, с комплексной векторной крутизной S\, комплексными проводимостями Yi, Y2, Y3 и сопротивлениями выводов Z4.1, Z5.1, Ze.i- Когда переключатель SA находится в положении 1, схема соответствует каскаду с общим катодом, истоком или эмиттером (схема У). При этом узел 4 - общий, а узел 5 - входной. Сопротивление Zq отображает выходное сопротивление возбудителя во всех случаях. Сопротивление Z6.2 - нагрузка. У4.1 = ZZl У5 = {Zo + Zs.i) Если переключатель SA находится в положении 3, схема соответствует каскаду с ОС, ОЭ или ОБ (схема Д). В этом случае узел 5 - общий, а узел 4 - входной; У4 = (Zq + Z4,\)~, У5 = Z}. Переключатель SA позволяет изобразить две схемы на одном рисунке. На рис. 2.35 показаны схемы ГВВ с генератором тока, управляемого током, которые отображают свойства каскадов на мощных биполярных транзисторах при управлении током и являются частным случаем схем рис. 2.34 при jil оо, ri оо, Si/Yi В. В табл. 2.4  Рис. 2.34  Рис. 2.35
приведены наиболее часто встречающиеся формулы проводимостей об- общенных схем рис. 2.34 и 2.35. В табл. 2.4 введены обозначения: HP, ГР, ПР - недонапряжен-1 ный, граничньй, перенапряженный режимы соответственно. Комплекс-1 ная крутизна 5 и комплексный коэффициент усиления тока В опре- деляются формулами S = [5*0 exp(iwr,)](l + \ш/ы,)-; В = [Во ехрСГв)](1 + где 5о и Во - крутизна и коэффициент усиления тока на низкой частоте; и We - круговые частоты, на которых 5(iw5) = 5o/\/2;j B(iwj) = B0/V2; Tg и Гв - времена запаздывания сигнала в прибо-] pax, управляемых напряжением и током соответственно. Если нет справочных данных, то при ориентировочных расчетах полное сопротивление Z любого проводника вывода электрода на частоте / можно оценить с учетом скин-эффекта по формуле ,Z=R{Z) + \ lm(Z) = RoV{fo + f)/fo + \2ж fdLo, где До - сопротивление проводника для постоянного тока; /о 1 кГц - частота, на которой начинает сказываться скин-эффект; d - длина проводника; Lq к 10~ Гн/м - погонная индуктивность. В частности, для оценки сопротивления вывода катода для ламп прямого накала можно пользоваться формулой Zk = (г7нак нак)\/(/ -f /о) о + ]27cfdLo, где (/нак И 7нак - напряжение и ток накала; d- длина лампы, м. В [1.1] указано, что при Г| < 0,2 для всех О w оо (2.88) система с ОС устойчива и влияние ОС на ее функции достаточно мало. Такой упрощенный критерий рационален при неопределенной фазе ОС и при наличии значительной задержки сигнала в цепи ОС. Если же требуется обеспечить только устойчивость системы, то достаточно, чтобы выполнялся критерий Найквиста (диаграмма Найквиста не охватывает точку (1,0)). Если диаграмма нигде не пересекает положительную действительную полуось, то замкнутая система с ОС будет устойчивой при любом усилении в кольце. Если диаграмма пересекает действительную положительную полуось, то система, устойчивая при разомкнутой петле ОС, может стать как устойчивой, так и неустойчивой после замыкания этой петли в соответствии с критерием Найквиста. Замкнутую систему, устойчивость которой сохраняется при непрерывном плавном уменьшении усиления, но может нарушаться при увеличении усиления, называют просто устойчивой. Замкнутую систему, устойчивость которой нарушается при уменьшении усиления, называют условно устойчивой. Диаграмма Найквиста условно устойчивой системы пересекает действительную положительную полуось правее точки (1,0) четное число раз и не охватывает указанную точку. Если диаграмма Найквиста пересекает действительную положительную ось координат правее точки (1,0) нечетное число раз, то она охватывает эту точку, и система неустойчива. В этом суть так называемого критерия пересечений, который помогает исследовать устойчивость по Найквисту. Как отмечено в [1.1, гл. 5], кроме устойчивости следует учитывать влияние ОС на параметрическую чувствительность. Если потребовать, чтобы за счет ОС параметрическая чувствительность не могла возрасти более чем в рэз, то диаграмма Найквиста должна удовлетворять условию для всех 1 1 - TiCu, для всех О W оо. (2.89) Расчет диаграммы Найквиста, т.е. Т, можно выполнить по формулам, следующим из [1.1], учитывая, что для схем типа У У4 = Z, Y5 = = (Zo-f Zs.i) а для схем типа Д У4 = {Zo + Z4.i)~\ Y5 = Zl = Уъл-Для схем с генератором тока, управляемого напряжением (см. рис. 2.34), T = -SiZiZ3{Zi + Z2 + Z3)-. (2.90) Для схем с генератором тока, управляемого током (см. рис. 2.35), T=-BiZ3{Z2 + Z3)-. (2.91) Входящие в формулы (2.90) и (2.91) символы определены так: Zr = (Yr + Y9)-: Z2 = {Y2 + Ys)-; Z3 = {Y3 + Yr)-\ Ye = iZeA + Ze.2)-: У7 = ВД(У4-Ь П + П)-:. Ys = У5Уб(П + Y5 + Ye)-; У9 = (П -Ь П + Уб) При проектировании ГВВ с учетом ОС свойства возбудителя, как правило, неизвестны. Возбуждающий каскад проектируется после расчета возбуждаемого каскада. Но выходная проводимость возбудителя Yj) входит в определитель уравнений рассматриваемого каскада, и от нее зависят Г, все функции и параметрическая чувствительность проектируемого ГВВ. Поэтому необходимо знать условия, из которых можно определить Уо- Если входная проводимость генератора У^х удовлетворяет условию Re Увх > О для всех О w оо, (2.92) то при возбуждении ГВВ от реальных устойчивых источников, у которых РеУо О, ГВВ будет, как правило, устойчив. В таком случае комплексную выходную проводимость возбудителя можно определить из условия] комплексно-сопряженного согласования на входе, т.е. выбрать Уо = Re Увх - Im Yx- При таком выборе Уо источник возбуждения будет отдавать на вход ГВВ наибольшую возможную для него мощность при коэффициенте полезного действия, равном 0,5. Чтобы осуществить такое согласование во всей полосе частот от нуля до бесконечности, необходимо применять отрицательные емкости и индуктивности. Поэтому комплексно-сопряженное согласование выполняют лишь приближенно и только в конечной полосе частот. Если (2.92) не выполняется, то следует так выбирать Уд, чтобы выполнялось условие Re (Уд + Увх) > О для всех тех значений ы, при которых 1т(Уо + Увх) = 0. В любом случае, после выбора выражения для Уо необходимо вычислить диаграмму Найквиста и оценить запас устойчивости и параметрическую чувствительность или хотя бы степень влияния ОС на функции ГВВ по критериям (2.88) и (2.89). Расчет комплексной входной проводимости ГВВ с источником тока, управляемого напряжением, можно выполнить по следующим формулам, вытекающим из [2.1]: для схем типа У: Yx.ty - (Fl + gl + Уз + У4л)(У2 + Уб) + (У + У4.1)Уз (У1+51+У3+У4.1) Y2 Уе+ (Уз+У4.1)У1 Уе +(1+2) Уз У4.1+(Уг+Уг У4, ДЛЯ схем типа Д: (У + 5г+ Уь.г )Yi + (У1 + У2 + У5.1 )(Уз + Уе) (У2 Уб. 1 + Уг Уе + У5.1 Уе) (Ух + 5i + Уз) + У1 Уз Уб.1 + У1 Уз Уб ) Соответствующие выражения для схем с генератором тока, управляемого током, можно получить из предшествующих формул предельным переходом при У -* оо, -> 00, Si/Yi -> Bi: для схем типа У: х.ву - Уз + (1 + В1)(У2 + б) Г3У4.1 + Уб(Уз + n.i) + (1 + Bi)Y2iY4.i + Ye) ДЛЯ схем типа Д: ix.Bfl - У2(1 + Д1) + 3 + П (У2У5.1 + У2б + Yb.iYe){l -Ь Bi) -Ь Уз(У5.1 + Уб) + 4.1 Если устойчивость нарушена или (2.88), (2.89) не выполняются, можно применить какие-либо способы повышения устойчивости. Наиболее рациональные из них: уменьшение проходной емкости и индуктивности, применение нейтрализации, введение отрицательной ОС по току или напряжению, переход от схем типа У к схемам типа Д, применение режимов с токами сетки и перенапряженного режима при усилении сигналов постоянной амплитуды, применение демпфирующих (снижающих добротность паразитных и рабочих контуров) резисторов и как крайняя мера - снижение крутизны или коэффициента усиления по току. В случае, когда можно выбрать Уе и У4 так, чтобы выполнялось условие у Уб = У2У4, Г в схемах с генератором тока, управляемого напряжением, становится инвариантным по отношению к комплексной проводимости У5 и, как правило, условия устойчивости выполняются. После того как установлено, что запас устойчивости достаточен, можно перейти к расчету функций ГВВ с ОС. Напряжения в узлах схем можно определить по следующим формулам (далее обозначено IqZq = Uq - ЭДС возбудителя): 1. С генератором тока, управляемого напряжением. 1.1. Для схем типа У: Ui = Uo{Zo + Zs.i)-A-}[{Y2 + Ye){Yi + S1 + Y3 + Y4.i)+ + Уз(У1-ЬУ4.1)]; U2 = UoiZo + 5.i)- А-1[-51У4.1 + Y2{Yi +Зг+Уз + У4.1) + УУз]: из = UoiZo + 5.i)- A-i[-5in.i + 2V3 + (У + ОУгУзУб]; (74 = 0; U5 = Uo{Zo + Zb.i)~Zy,; Ue = U2Z6.2Y6: Ay, = (У +S1 + Y3 + У4.1)(У2У5 + YbYe + УгУб) + ПУз(У + У4.1)+ + У Уб(У5 + У4.1) + УзУ4.1(У1 + 2) + У2П.1(У + Si): Yb = iZo + Z5.i)-- 1,2. Для схем типа Д: Ui = Uo{Zo + Z4.i)-A-,[Y2{S, + Уз) + Yi(Y2 + Уз + Уб)]; U2 = Uo{Zo + Z4.r)-A-}[-(Sr + Уз)(У1 + Уг + У5.1) + Y,{Sr - У2)]; из = Uo{Zo + Z4.r)-A-}[{Y, +Si+ Уз)У2+ + (У1+У2 + У5.1)(Уз + Уб)]; С^4 = [0вх.д.(0 + вх.д,)-; [5 = 0; [6 = [26.1 + У4 = (0 + 4.1)-1. 2. с генератором тока, управляемого током. 2.1. Для схем типа У: Ur = Uo{Zo + Zs.i)-A;[iY2 + Уб)(1 + Bi + Уз)]; U2 = С^о(о + Z5.i)-i Д;Л-51У4.1 + У2(1 + 5i) + Уз]; U3=Ui; U4 = 0; i/s = (/о^вх.увС^о + бх.уб) ; Ue = [26.2(6.2 + 6.l)- = г72б.2У;; Дув = (1 + В1)(У2У5 + УзУб + У2Уб) + У5У3 + Уб(Уз + У4.1) + Y3Y4+ + У2У4.1; У5 = (o + 5.lr. 2.2. Для схем типа Д: Ui = UoiZo + Z4л)-Ддв^(25l + У2 + У3 + У;); U2 Uo(Zo + Z4.r)-A-[-Bi(Y2 + У5.1) - У2]; U3 = Ui; (74 = г7о^вх.дв(о + вх.дв)-\- (75 = 0; г/б = г/г 6.2 Ув; Ддв = (1 + В1)(>2У5.1 + У5.1У6 + У2Уб) + У5.1У3 + У4У3+ + У2У4(1 + 51); Y4 = {Zo + Z4.i)-. Полная комплексная входная мощность усилителя или ГВВ с ОС Sm.BX = 0,5{7вхбх. Полная комплексная выходная мощность в нагрузке Su.u = 0,5(716.2. Модуль коэффициента передачи полной мощности К) = [ Ум.н/м.вх!- Коэффициент передачи действительной части мощности /<Ср = Ре(5м.н)/Ре(5м.вх). В устойчивом усилителе или ГВВ с ОС Кр может быть равным конечному положительному числу, положительной бесконечности и даже отрицательному конечному числу. Поэтому для полной характеристики системы с ОС необходимо вместе с Кр рассматривать запас устойчивости, параметрическую чувствительность, полные мощности на входе и выходе и коэффициент Ks- Если Кр < О, то часть активной мощности, генерируемой выходной цепью ГВВ, равная Р^/Кр, поступает в источник сигнала и рассеивается на его внутреннем сопротивлении. Это может вызвать его перегрев или пробой даже при устойчивости электрического режима по расчету. Разумеется, и реактивная часть полной выходной мощности может поступать по цепям ОС на вход и вызывать перегрузку или пробой входной цепи без ее нагрева. В подобных случаях следует принимать меры по снижению Т- или увеличить допустимые токи, напряжения и мощности в возбудителе, или снизить выходную мощность и проверить режим возбудителя. Обычно Ун = Уб.2 имеет или должна иметь действительный характер, чего нельзя сказать об Увх. Поэтому низкое значение Ks, как правило, указывает на наличие значительной реактивной мощности, требующейся на входе ГВВ. Это обстоятельство затрудняет согласование на входе в заданной полосе частот и может иногда приводить к недопустимым для входа токам или напряжениям. Практически всегда увеличение требуемой реактивной входной мощности нежелательно. Поэтому коэффициент Ks, так же как и Кр, имеет существенное значение при оценке усилительных свойств ГВВ. Представленные точные формулы позволяют избежать методических ошибок при вычислениях даже в таких трудных случаях, как расчеты узкополосных высокодобротных систем. Разумеется ошибки округления остаются, но при современных высокоразрядных средствах и программах могут быть достаточно малыми. Порядок расчетов устойчивости и функций усилительной ступени с ОС. 1. Собрать и самостоятельно дополнить все сведения, необходимые для обсуждаемой выше математической модели ступени. Отсутствующие в справочниках данные усилительных приборов можно оценить по аналогии с ближайшими по типу, мощности и рабочей частоте приборами. 2. Построить в желаемом диапазоне частот графики частотных характеристик входного иммитанса. 3. Выбрать иммитанс возбудителя (см. выше). 4. Построить диаграмму Найквиста и определить по ней характер устойчивости и запасы устойчивости по амплитуде и фазе. 5. Если нужно, применить способы повышения устойчивости. 6. Если запасы устойчивости достаточны, желательно вычислить частотные характеристики параметрической чувствительности [1.1,1 ,§5.4]. 7. Если параметрическая чувствительность приемлема, вычислить графики частотных характеристик передачи в различные узлы схемы. Программы и примеры расчетов. Формулы § 2.11 позволя-1 ют легко проводить расчеты на любой ЭВМ, желательно с помощью языков и программ, имеющих комплексный тип переменного, например Фортран, Derive, MathCAD и др. Но для графического представления результатов расчетов удобнее всего пользоваться системой MathCAD, подобно приводимым ниже примерам. Далее представлены записи исходных данных (параметров транзистора и усилителя в целом с источником и нагрузкой), программы и результаты расчетов возвратного отношения T(\ijj) = Г(/) и входного адмиттанса Yxsy = УД/), иммитанса нагрузки Еб.2(>ш) = Z6.2{f) и некоторых других параметров. Вводимые здесь новые обозначения очень близки к прежним, но упрощают записи в системе MathCAD и позволяют представить как исходные данные для расчетов, так и программы расчетов в системе MathCAD 6-й и 7-й версий. Рассмотрим примеры расчетов частотных характеристик входной комплексной проводимости и диаграмм Найквиста резонансной ступени усиления на полевом транзисторе 2П907 со следующими параметрами. Диапазон рабочих частот 800...1200 МГц. На входе и выходе транзистора включены обычные параллельные колебательные контуры с волновыми сопротивлениями 5 Ом каждый и с рабочими добротностями 40 и 10 соответственно. Транзистор представлен схематической моделью генератора тока, управляемого напряжением, в соответствии с рис. 2.34. Численные значения параметров транзистора введены в определения комплексных проводимостей, сопротивлений и крутизны транзистора. Проводимость возбудителя отождествлена с проводимостью контура на входе ступени. Такое отождествление допустимо, если проводимость возбудителя пренебрежимо мала по сравнению с проводимостью контура на входе транзистора. Поскольку эта проводимость определена, можно| сразу перейти к расчету петлевого усиления (возвратного отношения) Г.[ Если же проводимость возбудителя неизвестна, то исследование! устойчивости и функций ГВВ следует начинать (как указывалось ра- нее) с расчетов частотных характеристик входного иммитанса. Тексты программ и результаты расчетов представлены ниже. Напомним, что в системе MathCAD порядок следования операторов (формул) строго определен и его изменение почти всегда приводит к ошибкам. Поэтому тексты программ обведены рамкой и внутри рамки недопустимо изменение каких-либо операторов или порядка их следования. Результаты расчетов представлены на рис. 2.36. Как видно из полученных диаграмм, усилитель в диапазоне частот 800... 1200 МГц работает вполне устойчиво. Однако при понижении рабочего диапазона частот и при тех же иммитансах источника и нагрузки он может работать неустойчиво и даже самовозбуждаться в этом пониженном рабочем & и о с ь о ш ь ш л я я
о о о <0 о н с^ о о
ю о о о о О н о о ф о о н о о 1Л о О ю 1Л чч 1>> >. + Ну ю -а' + ю И >1 + Н И > м св &. О & с н u i<j ш Я ш л X о
(О о rt cn + cn о cn N (О О о ю о о о ---- о о (7> i О о lo cn + о о о о H !3 cn О N 1 N ix> <*< >4 lo N CO + cn N 1л CO N 03 +
И !>4 Л rt + il M rt >>4 >  0,2 0,1  Рис. 2.36  0,01 1т1уФ1 0,005  Рис. 2.37 диапазоне частот. Для иллюстрации этого не тривиального положения рассмотрим усилитель на том же транзисторе и с такими же источником и нагрузкой, но в диапазоне частот 80.. .120 МГц. Соответствующие изменения внесены в исходные данные. Выше приведены эти данные и результаты расчетов. Как следует из графиков, усилитель самовозбуждается, входная проводимость становится отрицательнейшей на частоте около 95 МГц, тогда как в диапазоне 900 МГц она только положительна. Результаты расчетов представлены на рис. 2.37. Сравнивая программы и результаты расчетов для основного и пониженного диапазонов частот, нетрудно понять, как нужно изменять исходные данные для расчетов функций и характеристик иных конкретных усилителей и ГВВ. Ограниченность объема пособия не позволяет привести программы и примеры для всех характерных случаев. Читатели, располагающие возможностью использования системы MathCAD, смогут легко решать свои задачи с помощью формул данного раздела и превосходных справочников по системе MathCAD В.П. Дьяконова [2.20, 2.21, 2.22] или руководства пользователя [2.23]. Список литературы к гл. 2 2.1. Проектирование радиопередающих устройств / В.В. Шахгильдян, В.А. Власов, В.Б. Козырев и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е изд., пере-раб. и доп. - М.: Радио и связь, 1993. - 512 с. 2.2. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Г.М. Уткин, М.В. Благовещенский, В.П. Жуховицкая и др.; Под ред. Г.М. Уткина. - М.: Сов.радио, 1979. - 320 с. 2.3. Шумилин М.С, Козырев В.В., Власов В.А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. - М.: Радио и связь, 1987. - 320 с. 2.4. Широкополосные радиопередающие устройства / О.В. Алексеев, А.А. Головков. А.Я. Дмитриев и др.; Под ред. О.В. Алексеева. - М.: Связь, 1978. - 302 с. 2.5. Транзисторные генераторы гармонических колебаний в ключевом режиме / В.Б. Козырев, В.Г. Лаврушенков, В.П. Леонов и др.; Под ред. И.А. Попова. - М.: Радио и связь, 1985. - 168 с. 2.6. Алексеев О.В. Усилители мощности с распределенным усилением. - М.: Энергия, 1968. - 224 с. 2.7. Козырев В.Б. Упрощенная эквивалентная схема мощных полевых МДП-транзисторов Радиотехника. - 1987. - № 9. - С. 128-132. 2.8. Головенков Ю.Н., Петров В.Е., Табагари Т.Г. Энергетические и им-педансные характеристики СВЧ полевых транзисторов в режиме усиления мощности Радиотехника. - 1988. - № 10. - С. 18-21. 2.9. Жуков С.А., Козырев В.В. Двухтактный ключевой генератор без коммутативных потерь Сб. Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. - 1975. - Вып. 15. - М.: Связь. - С. 19-29. 2.10. Дегтев В.И.. Козырев В.Б. Входное сопротивление и коэффициент усиления по мощности однотактного транзисторного ключевого генератора с формирующим контуром Сб. Полупроводниковая электроника в технике связи. - 1990. ,- Вып. 28. - М.: Радио и связь. - С. 81-88. 2.11. Сложение мощности двухтактных ключевых генераторов ПН с резистивной нагрузкой / О.В. Варламов, В.Н. Громорушкин, В.Б. Козырев, А.В. Меланьин Изв. вузов. Сер. Радиоэлектроника. - 1989. - Т. 32. - № 7. - С. 31-36. 2.12. Извольский А.А., Козырев В.Б. Высокоэффективный ВЧ тракт транзисторных передатчиков Сб. Полупроводниковая электроника в технике связи. - 1990. - Вып. 28. - М.: Радио и связь. 2.13. Коптев Г.И., Панина Т.А. Схемы и конструкции передатчиков. Уч. пособие. - М.: МЭИ, 1979. - 32 с. 2.14. Скрыпников Ю.Ф. Радиаторы для полупроводниковых приборов. - М.: Энергия, 1973. - 47 с. 2.15. Аксенов А.И., Глушкова Д.Н., Иванов В.И. Отвод тепла в полупроводниковых приборах. - М.: Энергия, 1971. - 176 с. 2.16. Раков Ю.Н. Инженерный метод расчета тепловых сопротивлений мощных транзисторов и элементов интегральных схем Электронная техника. Сер. Электроника СВЧ, вып. 11 (359), 1983. - С. 17-23. 2.17. Гребенников А.В., Никифоров В.В., Рыжиков А.В. Мощные транзисторные усилительные модули для УКВ ЧМ и ТВ вещания Электросвязь. - 1996. - № 3. - С. 28-31. 2.18. Гребенников А.В., Никифоров В.В., Рыжиков А.В. Телевизионные усилители малой мощности MB-ДМВ диапазонов Электросвязь. - 1977. - № 5. - С. 8, 9. 2.19. Козырев В.Б. Однотактный ключевой генератор с фильтрующим контуром Сб. Полупроводниковые приборы в технике связи. - 1971. - Вып. 8. - М.: Связь. - С. 152-166. 2.20. Дьяконов В.П. Система MathCAD. Справочник. - М.: Радио и связь, 1993. - 128 с. 2.21. Дьяконов В.П. Справочник ро MathCAD PLUS 6.0 PRO. - М.; СК Пресс, 1977. - 336 с. 2.22. Дьяконов В.П. Справочник по MathCAD 7. - М.: СК Пресс, 1998. - 300 с. 2.23. Херхатер М., Партолль X. MathCad 2000: полное руководство: Пер. с нем. - К.: Издательская группа BHV, 2000. - 416 с. 2.24. Справочник. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах / В.В. Бачурин, В.Я. Ваксенбург, В.П. Дьяконов и др.; Под ред. В.П. Дьяконова. - М.: Радио и связь, 1994. - 280 с. 2.25. Шумилин М.С. Проектирование радиопередающих устройств. - М.: Связь, 1980. - 152 с. ГЛАВА 3 Проектирование и расчет межкаскадных цепей связи, цепей согласования и коррекции, устройств сложения и деления 3.1. Исходные данные для проектирования К входным, межкаскадным и выходным ЦС, устанавливаемым в ГВВ, предъявляется ряд требований [1.1]: трансформация нагрузочных сопротивлений на основной частоте; обеспечение для выходных цепей определенного входного сопротивления Znx{nuj), а для входных цепей - определенного выходного сопротивления .j3bix( w) на частотах высших гармоник; обеспечение заданных амплитудно- и фазочастотных характеристик; фильтрация побочных составляющих; возможность перестройки в рабочей полосе частот и при изменениях нагрузки. При проектировании входных, межкаскадных и выходных ЦС на первое место выступает требование к трансформации нагрузочных сопротивлений при достаточно простой конструктивной реализации даже ценой некоторого снижения требований к КПД ЦС и к фильтрации побочных составляющих. В широкодиапазонных ГВВ предъявляются также дополнительные требования к согласованию - компенсации реактивных сопротивлений входных и выходных емкостей и индуктивностей выводов транзисторов и ламп, а также коррекции АЧХ их коэффициентов усиления по мощности в рабочей полосе частот. Функции трансформации сопротивлений, согласования и коррекции можно совмещать в одном устройстве, но очень часто их решают по отдельности. Поэтому можно рассматривать самостоятельно проектирование трансформирующих цепей (для трансформации резистивных нагрузочных сопротивлений) и отдельно проектирование цепей согласования и цепей коррекции. В отдельных случаях цепи согласования и коррекции могут включать полную или частичную трансформацию нагрузочных сопротивлений. К ЦС относят устройства сложения и деления мощности, назначение которых не только повышение уровня выходной мощности, но и, что не менее важно, повышение надежности передатчика. На практике с этой целью применяют модульный принцип построения передатчиков, а также построение в виде двух полукомплектов. При проектировании выходных фильтрующих систем (ВФС), устанавливаемых после оконечного каскада передатчика, на первом плане стоит обеспечение заданной фильтрации высших гармоник. Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзисторов или ламп с отсечкой тока, должны быть ослаблены в нагрузке передатчика (антенне, фидере) до уровня, определяемого нормативными требованиями. Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных - второй и третьей, ВФС должна обеспечить в рабочем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД. В этом основное отличие ВФС от резонансных контуров, межкаскадных ЦС и т.д. Поэтому широкодиапазонные неперестраиваемые ВФС из-за трудности одновременного обеспечения заданной полосы пропускания (коэффициент перекрытия по частоте Kji отдельных фильтров может достигать 1,6.. .1,8) и высокой фильтрации обычно строят на базе низкочастотных (реже полосовых) фильтров Чебышева или Кауэра, как правило, без трансформации нагрузочных сопротивлений. Узкодиапазонные ВФС с Kj = 1,1... 1,2 также выполняют без трансформации нагрузочных сопротивлений. В то же время в перестраиваемых ВФС обычно одновременно осуществляют трансформацию сопротивлений. При проектировании перечисленных пассивных устройств стремятся обеспечить малые потери, т.е. высокий КПД. Причем в мостовых схемах сложения и ВФС требования к КПД являются первостепенными и во многом определяют схемы их построения. К сожалению, точный расчет потерь в тех или иных устройствах в большинстве случаев затруднен. Поэтому здесь в первую очередь приходится ориентироваться на опыт предыдущих разработок, экспериментально снятые характеристики разработанных ранее передатчиков, а также на расчеты и моделирование с применением ЭВМ и натурные исследования проектируемых устройств. 3.2. Проектирование и расчет цепей связи на реактивных элементах Цепи связи на реактивных элементах используются главным образом в передатчиках, работающих на фиксированных частотах или в узком диапазоне частот с Kj = /в н не более 1,1...1,2. В ламповых каскадах, если рабочий диапазон превышает Kj = = 1,1... 1,2, обычно предусматривается перестройка ЦС по всему диапазону частот. В ГВВ телевизионных передатчиков, где рабочая полоса частот составляет около 8 МГц, а Kj в зависимости от номера телевизионного канала может составлять приблизительно от 1 до 1,16, ЦС строят неперестраиваемые с применением методов широкополосного согласования (см. § 3.4 и 3.5), а в широкодиапазонных каскадах передатчиков декаметровых и метровых волн применяют УРУ (см. § 2.10). Каскады транзисторных передатчиков выполняют, как правило, не-перестраиваемыми. Если К/ > 1,1... 1,2, вплоть до Kj = 10... 10 и выше, то ЦС строят как на LC-элементах, так и с использованием широкополосных трансформаторов на ферритах. При этом ЦС на LC-элементах в первую очередь строятся как элементы широкополосного согласования (см. § 3.4 и 3.5), хотя одновременно они могут обеспечивать и трансформацию нагрузочных сопротивлений (как правило, небольшую по величине). Узкодиапазонные ЦС выполняют на основе простейших согласующих Г-, Т- и П-цепочек, главным образом в виде ФНЧ, когда в продольных ветвях включают индуктивности, а в поперечных - емкости (табл. 3.1). При этом, во-первых, обеспечивается более высокая фильтрация высших гармоник, во-вторых, выходные емкости и индуктивности выводов транзисторов сравнительно просто включаются в соответствующие реактивные элементы трансформирующих цепочек или образуют отдельные согласующие звенья (см. § 2.2). В-третьих, при таком построении L- и С-элементы достаточно просто реализуются как в виде сосредоточенных элементов на частотах приблизительно до 15 ГГц, так и в виде распределенных элементов на основе отрезков полосковых линий на частотах, начиная с 100.. .300 МГц. В отдельных случаях согласующие Г-, Т- и П-цепочки строят и в виде ФВЧ, когда в продольных ветвях стоят емкости, а в поперечных - индуктивности, либо по смешанной схеме ФНЧ-ФВЧ. Согласующая Г-цепочка (табл. 3.1, схемы 1 и 2) трансформирует сопротивление R2 в сопротивление Ri на заданной частоте /. Согласующие Т- и П-цепочки (табл. 3.1, схемы 3 и 4) строят путем последовательного соединения двух Г-цепочек. Они допускают произвольное соотношение между сопротивлениями (Ri ф R) и при выполнении их в виде ФНЧ обеспечивают лучшую фильтрацию высших гармоник. Правая Г-цепочка трансформирует R2 в некоторое сопротивление До, а левая Г-цепочка - До в Дь причем До должно быть больше Дх и Д2 в Т-цепочке и меньше Д1 и Д2 в П-цепочке. Практически До задают в 2... 5 раз больше Д1 и Д2 в Т-цепочке и в 2... 5 раз меньше Д1 и Д2 в П-цепочке. В табл. 3.1 для схем 3 и 4 приводится частный случай, когда реактивные сопротивления всех трех L- и С-элементов по модулю одинаковые {Xt = \Хс\ = А'). При этом Т- и П-цепочки обеспечивают обратную трансформацию (инверсию) резистивных сопротивлений Д1 = Х IR2 (инверсный четырехполюсник) и одновременно сдвигают фазу выходного напряжения по отношению к входному на ±90°. В табл. 3.1 (схемы 5 и 6) приведены Т-цепочки, образованные последовательным соединением двух цепочек - одной в виде ФНЧ, а другой в виде ФВЧ. В зависимости от соотношения между Д: и Д2 в поперечной ветви оказывается емкость С2 или индуктивность £,2- Хотя схемы 2, 5 и 6 с позиции фильтрации не оптимальны, они достаточно широко используются в качестве межкаскадных цепей (см. § 2.2). Например, Г-цепочку устанавливают в выходной цепи транзистора (см. рис. 2.2,в), в которой L2 и С2 включают вместо блокировочного дросселя и разделительного конденсатора; Т-цепочку по схеме 5 устанавливают на входе транзистора, при этом в L1 входит индуктивность вывода транзистора, а подстроенные конденсаторы С1 и С2 позволяют изменять коэффициент трансформации в широких пределах. to о Номер схемы Схема Расчетные формулы Частный случай  -Г 1 Г. Хс\ = Ri > R2 Xl = Ri > R2 X,i=RiJ-l; Xl2 = R2\l -1; \Xc\ = Ro > Ri; Ro> R2; Ri§R2 Ro=Ri+.R2; Xli=Xl2 = \Xc\ = X; Ri = ZV2 R2QL XlQl Ы   \XC2\ = Ri/Ro-l R2 , До V Ло у Ro <Ri; Ro <R2; Ri%R2 Ro = R1R2 Ri + R2 \Xci [ = \Xc2\ = Xl= X; Ri = ZV2 Xl-J. i /2 \XcA = Rnl%- Xc2 = Ro , Ro 1 Хы = R2\l - 1; Ло > i?i > Д2 Л2<Э1  \Xci\ = Ri\l-l; Xl2 = До 1 /До 1 лГ--Уд! Xli = Л2 До > Л1 > д2 д2<ЭЬ1 Xl2Qli 1 ... 7 8 9 10 11 12 13 ... 33 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||